一種紅外焦平面陣列探測器的新型非均勻性校正電路*

陳力穎，王慧雯，李 勇，高竹梅

(1.天津工業(yè)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院，天津 300387；2.天津工業(yè)大學(xué)天津市光電檢測技術(shù)與系統(tǒng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，天津 300387；3.臺(tái)州國晶智芯科技有限公司，浙江 臺(tái)州 318014)

紅外成像系統(tǒng)主要由非制冷紅外探測器陣列(Infrared Focal Plane Array，IRFPA)[1]和讀出集成電路(Readout Integrated Circuit，ROIC)[1]組 成。IRFPA常用的探測器包括微測輻射熱計(jì)(Micro-Bolometer)和熱釋電探測器兩種，前者具有不需要輻射調(diào)制、可以對(duì)輻射作絕對(duì)測量等優(yōu)點(diǎn)，成為當(dāng)前IRFPA 研究的主要方向。 紅外焦平面陣列的功能是將紅外輻射轉(zhuǎn)換成可測量的電信號(hào)[2]，是IRFPA技術(shù)的核心，也最具發(fā)展活力，其結(jié)構(gòu)如圖1 所示。由于技術(shù)的限制，IRFPA 的探測器元件之間存在很多差異，如電阻、導(dǎo)熱系數(shù)、熱容等紅外吸收參數(shù)不同，即非均勻性(Non-Uniformity，NU)[3]。 由于非均勻性限制了IRFPA 的發(fā)展，需要加入調(diào)節(jié)模塊對(duì)讀出電路進(jìn)行非均勻性校正，常見的非均勻性的校正方法目前分為兩大類，一類是基于定標(biāo)的校正方法[4]，主要有一點(diǎn)校正法、兩點(diǎn)校正法以及多點(diǎn)校正法；另一類是基于場景的校正算法[4]，主要有恒定統(tǒng)計(jì)法、時(shí)域高通濾波法以及神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)算法等。片外進(jìn)行非均勻性的校正會(huì)減小紅外探測器的動(dòng)態(tài)范圍，所以非均勻性可以在信號(hào)讀出階段或者系統(tǒng)內(nèi)部進(jìn)行片上非均勻性校正[5]。

圖1 紅外焦平面陣列讀出電路結(jié)構(gòu)圖

紅外探測器產(chǎn)生非均勻性的原因多種多樣，外界環(huán)境和探測器自身的影響都會(huì)產(chǎn)生非均勻性[6]。產(chǎn)生非均勻性的自身因素主要是讀出電路內(nèi)部產(chǎn)生的[7]，在非制冷紅外探測器中，IRFPA 明像元陣列的明像元電阻由于受到紅外輻射，引起自身溫度變化，阻值會(huì)發(fā)生相應(yīng)的變化，由于制造工藝的不同，盲像元電阻值不隨溫度變化，這樣就會(huì)引起明盲像元支路電流差發(fā)生變化，從而積分電流產(chǎn)生變化，再通過電容反饋互導(dǎo)放大器(Capacitance Trans-impedance Amplifiers，CTIA)轉(zhuǎn)換為電壓輸出引起輸出電壓值的不穩(wěn)定[8]。 為了更加準(zhǔn)確地消除探測器內(nèi)部的非均勻性，本文設(shè)計(jì)了一種在信號(hào)讀出階段進(jìn)行非均勻性校正的電路，根據(jù)非均勻性產(chǎn)生的原因進(jìn)行片上非均勻性校正，利用共源共柵電流鏡能夠減小MOS 管溝道長度調(diào)制效應(yīng)的原理，在單位像元電路中加入共源共柵電流鏡提高電流精度[9]，并且加入放大器負(fù)反饋電路進(jìn)一步降低電路的非線性失真情況[10]，從而調(diào)節(jié)明盲像元電流差，進(jìn)而調(diào)節(jié)積分電流的大小來進(jìn)行片上的非均勻性校正，有效降低了非均勻性對(duì)工作電路的影響。

1 電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)以及工作原理

圖2 為新型非均勻性校正電路原理圖，由共源共柵電流鏡組成的補(bǔ)償電流電路產(chǎn)生的補(bǔ)償電流補(bǔ)償給比例電流支路，使比例電流支路產(chǎn)生可以控制的比例電流送給放大器負(fù)反饋結(jié)構(gòu)，放大器負(fù)反饋結(jié)構(gòu)產(chǎn)生的校正電流用于單位像元電路中的明盲像元陣列，使CTIA 產(chǎn)生更準(zhǔn)確的輸出信號(hào)。

圖2 非均勻性校正電路原理圖

新型非均勻性校正電路結(jié)構(gòu)如圖3 所示，VSK1、VGSK1、VGFID 為模擬電壓信號(hào)，M0 ～M9 以及R0～R3 構(gòu)成補(bǔ)償電流產(chǎn)生電路，M10 ～M18 以及三個(gè)傳輸門構(gòu)成比例電流支路，放大器負(fù)反饋結(jié)構(gòu)與明盲像元陣列校正積分電流Integrate＿en、Rst＿en、ROW＿SEL 為數(shù)字信號(hào)。 其中，Integrate＿en 為使能信號(hào)，Rst＿en 為M7 的開關(guān)信號(hào)，ROW＿SEL 是行頻選信號(hào)，Testn 和Testp 為測試模式使能信號(hào)。Integrate＿en 信號(hào)是由Mn6 的關(guān)斷來控制，在明盲像元電路中，ROW＿rel 信號(hào)在Integrate＿en 有效之前選通，在Integrate＿en 無效時(shí)關(guān)斷。 Mn1 用來調(diào)整有效像元支路的電流值大小，Mn2、Mn3 作為行選擇開關(guān)，Mp2 用于調(diào)整盲像元電流支路電流值，Ra 用于調(diào)整明像元支路的電阻值，用來調(diào)節(jié)明像元點(diǎn)阻值大小，Rb 是盲像元支路電阻，用來調(diào)節(jié)盲像元電阻值大小。 明盲像元調(diào)節(jié)偏差范圍為20%，即280 kΩ×20%=56 kΩ。 另外，Rst＿en 作為M7 的開關(guān)信號(hào)，用來控制積分電容Cint 的運(yùn)行。

圖3 新型非均勻校正電路結(jié)構(gòu)

在新型非均勻性校正電路中，補(bǔ)償電流的大小如式(1)所示:

在放大器穩(wěn)定之前，補(bǔ)償電流in傳輸給放大器使其穩(wěn)定工作，此時(shí)in=i5+il，放大器開始穩(wěn)定工作后，i5≈0，il=in，電路開始進(jìn)行非均勻校正。 電路通過數(shù)字控制電流對(duì)像元非均勻性進(jìn)行檢測并控制非均勻校正電路來補(bǔ)償電流，得到經(jīng)過非均勻校正后的像元電流為:

另外，負(fù)反饋結(jié)構(gòu)的放大器結(jié)構(gòu)與CTIA 放大器結(jié)構(gòu)保持一致，其中R4、R5的阻值相等[11]。

補(bǔ)償電流產(chǎn)生電路工作在亞閾值的MOS 管的工作電流為:

式中:k為MOS 管的寬長比，I0=μCoxV2T(η-1)為特征電流，μn為NMOS 晶體管電子遷移率，Cox為晶體管柵氧化層電容，VT為NMOS 晶體管的閾值電壓[12]。η=(1+Cd/Cox)為MOS 管的亞閾值斜率因子，VT=kT/q。 MOS 管補(bǔ)償電流產(chǎn)生電路中，M8、M9產(chǎn)生的柵源電壓分別如式(4)、式(5)所示，其中，M9管的寬長比是M8管的N倍。

由補(bǔ)償電流支路產(chǎn)生的電流ic按照式(8)的方式復(fù)制到三列并聯(lián)的比例電流支路。

由于像元電路的電流需要進(jìn)行實(shí)時(shí)監(jiān)測并進(jìn)行補(bǔ)償，所以需要邏輯電路來控制[13]。 補(bǔ)償電流產(chǎn)生電路最終由傳輸門控制開關(guān)來控制輸出補(bǔ)償電流的大小，其相對(duì)于單管開關(guān)可以降低導(dǎo)通電阻并減小溝道電荷注入效應(yīng)的影響[14-15]。 本文中的8-bit Flash ADC 輸出三位數(shù)字信號(hào)D0、D1、D2來控制比例電流支路中的三個(gè)傳輸門開關(guān)，傳輸門開關(guān)互補(bǔ)時(shí)鐘由反相器產(chǎn)生。 傳輸門導(dǎo)通電阻如式(9)所示:

經(jīng)計(jì)算，若μpCox(W/L)P=μnCox(W/L)N，那么Ron，eq與Vin無關(guān)，相對(duì)于單管來說，傳輸門開關(guān)的導(dǎo)通電阻變化是很小的，故改變傳輸門的參數(shù)對(duì)三列比例電流的影響不大。

2 電路仿真結(jié)果及分析

2.1 電流支路仿真結(jié)果及分析

由式(10)、式(11)可知，對(duì)于MOS 管而言，VGS增大，gm增大，NMOS 管漏極電流id，N增大，PMOS 管反之，所以在電壓VG 增大時(shí)，三路比例電流減小。

在8-bit Flash ADC、反相器以及數(shù)據(jù)寄存器正常工作的條件下，D0、D1、D2所在支路的電壓電流值變化狀態(tài)圖見圖4，三路電流與電壓VG 的大小緊密相關(guān)，并且都隨著電壓VG 的增而減小，故可以通過改變VG 的大小，改變?nèi)龡l支路電流，改變補(bǔ)償電流，從而改變積分電流id。

圖4 D0、D1、D2 控制支路電流隨VG 變化仿真圖

如式(8)所示，比例電流支路按照1 ∶2 ∶4 的比例調(diào)節(jié)M10、M13、M16或者M(jìn)11、M14、M17的寬長比，使三路電流按照比例輸出，圖5 為D0、D1、D2控制支路電流瞬態(tài)仿真結(jié)果圖，非均勻校正電路中補(bǔ)償電流產(chǎn)生電路產(chǎn)生的比例電流i1、i2、i3的值分別為52.1 nA、105.2 nA、210.7 nA，電路中放大器穩(wěn)定工作后，總補(bǔ)償電流為368 nA，此比例電流支路產(chǎn)生的總補(bǔ)償電流控制傳遞給放大器負(fù)反饋電路的補(bǔ)償電流以及傳遞給單位像元電路的校正電流。

圖5 D0、D1、D2 控制支路電流瞬態(tài)仿真

2.2 總體電路仿真

新型非均勻性校正電路通過補(bǔ)償明盲像元陣列電流差進(jìn)而改變積分電流的大小的方法進(jìn)行非均勻性校正，圖6 為新型校正電路積分電流的瞬態(tài)仿真值，積分電流id為44.24 nA。

圖6 新型校正電路積分電流瞬態(tài)仿真值

常溫(27 ℃)下新型非均勻性校正電路電壓輸出值如圖7 所示，如圖所示，輸出電壓值為3.81 V，積分時(shí)間為255.43 ns。

圖7 常溫下積分電路輸出電壓值

圖8 為不同溫度條件下新型非均勻性校正電路的仿真結(jié)果圖，溫度掃描范圍為-40 ℃～120 ℃，電源電壓采用5 V 直流電壓，明盲像元電阻為280 Ω(±20%)，常溫下(27 ℃)，輸出電壓為3.81 V，-40 ℃時(shí)，輸出電壓為3.77 V，120 ℃時(shí)，輸出電壓為3.87V。

圖8 不同溫度下積分電壓值

基于TSMC 0.18 μm 工藝，由圖6 可知，非均勻性校正電流的積分電流值id明顯增大，使明盲像元陣列的電流差明顯減小，由圖7 可知，在新型非均勻性校正電路工作過程中，CTIA 的輸出電壓值變大，效果變好。 并且，在不同的溫度條件下，CTIA 的輸出電壓值在0.1 V 范圍內(nèi)波動(dòng)，且校正后的電壓值大于2.5 V，滿足設(shè)計(jì)要求。

3 結(jié)語

本文新型非均勻校正電路采用共源共柵電流鏡、比例電流支路產(chǎn)生補(bǔ)償電流，采用新型非均勻性校正電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行片上非均勻性校正，積分電路采用CTIA 結(jié)構(gòu)，通過仿真分析得到準(zhǔn)確的積分時(shí)間、積分電流、積分電壓之間的關(guān)系。 常溫下，本文設(shè)計(jì)的新型非均勻校正電路輸出電壓穩(wěn)定在3.81 V，積分時(shí)間縮短到255.43 ns，在-40 ℃～120 ℃條件下，溫度變化在0.1 V 以內(nèi)，非均勻性降低到3%以下。