不平衡負(fù)載下獨(dú)立運(yùn)行雙饋發(fā)電系統(tǒng)的矢量控制

張芳源，景云，王丹

（1.大連海事大學(xué)船舶電氣工程學(xué)院，遼寧 大連 116026；2.大連海天興業(yè)科技有限公司，遼寧 大連 116026）

近年來(lái)，新能源的利用在全世界范圍內(nèi)受到越來(lái)越多的關(guān)注，大力發(fā)展新能源發(fā)電技術(shù)，對(duì)于解決日益嚴(yán)重的能源匱乏、環(huán)境污染問(wèn)題具有重大意義。雙饋感應(yīng)發(fā)電機(jī)（doubly-fed induction generator，DFIG）具有變換器容量低且能在不同轉(zhuǎn)速下保持頻率恒定的特點(diǎn)，使其在風(fēng)力發(fā)電等領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用[1-3]。

獨(dú)立運(yùn)行是指雙饋電機(jī)發(fā)出的電能直接為獨(dú)立負(fù)載供電的狀態(tài)。獨(dú)立運(yùn)行的DFIG常應(yīng)用于電網(wǎng)未覆蓋的偏遠(yuǎn)村莊、孤島和船舶軸帶發(fā)電領(lǐng)域[4-6]。實(shí)際上，這些負(fù)載并不總是平衡的，經(jīng)常會(huì)出現(xiàn)瞬時(shí)負(fù)載不平衡的情況。不平衡負(fù)載將導(dǎo)致雙饋電機(jī)發(fā)電電壓不平衡，降低發(fā)電質(zhì)量，而不平衡電壓又進(jìn)一步導(dǎo)致平衡負(fù)載產(chǎn)生不平衡電流，影響其運(yùn)行性能。

為解決上述問(wèn)題，文獻(xiàn)[7-8]提出一種利用負(fù)載側(cè)變換器消除負(fù)序定子電流來(lái)補(bǔ)償定子電壓負(fù)序分量的方法，然而這種方法需要提取電流的正、負(fù)序分量，導(dǎo)致閉環(huán)電流控制不穩(wěn)定[9]。文獻(xiàn)[9-11]采用基于雙同步坐標(biāo)系鎖相環(huán)的電流比例積分諧振（proportional integral resonant，PIR）矢量控制方法，諧振控制器可有效控制指定頻率下的交流分量，這種方法不涉及轉(zhuǎn)子電流的正、負(fù)序分解，簡(jiǎn)化了控制器結(jié)構(gòu)。文獻(xiàn)[12-13]采用一種基于模型的預(yù)測(cè)電流控制方法，提高了電流控制精度，改善了暫態(tài)性能。文獻(xiàn)[14]將比例積分重復(fù)控制方法應(yīng)用于雙饋電機(jī)矢量控制，利用一個(gè)控制器同時(shí)消除定子電壓的不平衡和諧波分量，簡(jiǎn)化了計(jì)算過(guò)程。文獻(xiàn)[15]提出一種不平衡負(fù)載下的直接電壓控制器，該方法不需要轉(zhuǎn)子電流控制器，簡(jiǎn)化了控制器結(jié)構(gòu)，取得了良好的控制效果。

本文針對(duì)不平衡負(fù)載下獨(dú)立運(yùn)行的雙饋發(fā)電系統(tǒng)，設(shè)計(jì)了一種基于非奇異終端滑模控制（nonsingular terminal sliding mode control，NTSMC）和改進(jìn)超螺旋觀測(cè)器（modified supertwisting observer，MSTO）的矢量控制方法，增強(qiáng)了對(duì)轉(zhuǎn)子電流二倍頻交流給定的跟蹤性能，改善了不平衡負(fù)載條件下負(fù)序定子電壓的抑制能力。這種方法不依賴于精確的電機(jī)參數(shù)，與傳統(tǒng)控制方法相比，具有更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和優(yōu)異的穩(wěn)態(tài)性能，Matlab仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提方法的有效性和可行性。

1 不平衡負(fù)載下DFIG數(shù)學(xué)模型

以風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)為例，不平衡負(fù)載條件下獨(dú)立運(yùn)行的雙饋發(fā)電系統(tǒng)框圖如圖1所示。風(fēng)力機(jī)連接變速箱帶動(dòng)雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動(dòng)，產(chǎn)生的電能通過(guò)DFIG定子繞組直接傳遞給負(fù)載；DFIG轉(zhuǎn)子繞組通過(guò)兩個(gè)背靠背的功率變換器連接定子繞組，包括定子側(cè)整流器和轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器，定子側(cè)整流器主要用來(lái)維持電容電壓穩(wěn)定，轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器為DFIG提供勵(lì)磁電流，控制其獨(dú)立發(fā)電運(yùn)行。

圖1 雙饋風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)框圖Fig.1 Block diagram of doubly-fed wind power generation system

遵循電動(dòng)機(jī)慣例，雙饋電機(jī)在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

式中：u，i，Ψ分別為電壓、電流和磁鏈；上標(biāo)“+”為正同步參考系；下標(biāo)d，q為同步坐標(biāo)系的d，q軸；Rs，Rr分別為定子電阻和轉(zhuǎn)子電阻；Ls，Lr，Lm分別為定子電感、轉(zhuǎn)子電感和定轉(zhuǎn)子間互感；ωs，ωsl分別為雙饋電機(jī)的同步角速度和轉(zhuǎn)差角速度。

獨(dú)立運(yùn)行的DFIG在連接不平衡負(fù)載時(shí)，會(huì)產(chǎn)生三相不平衡電壓電流。由于三相三線制的特點(diǎn)，可以忽略零序電流，將電壓和電流分解成正序和負(fù)序分量。在d-q坐標(biāo)系中，負(fù)序分量表現(xiàn)為二倍頻交流信號(hào)，其關(guān)系如下式所示：

式中：F代表定轉(zhuǎn)子電壓、電流等物理量；上標(biāo)“+”，“-”分別為正、負(fù)同步參考系；下標(biāo)“+”，“-”分別為正、負(fù)序分量。

正負(fù)同步旋轉(zhuǎn)參考系矢量圖如圖2所示。由于獨(dú)立運(yùn)行DFIG的控制目標(biāo)是定子電壓平衡，所以其負(fù)序分量需要得到補(bǔ)償。

圖2 正負(fù)同步旋轉(zhuǎn)參考系矢量圖Fig.2 Vector diagram of positive and negative synchronous rotation reference system

2 控制器設(shè)計(jì)

2.1 正序分量控制

定子電壓的正序分量控制采用比例積分（proportional integral，PI）控制器來(lái)實(shí)現(xiàn)，如圖3所示，將電壓幅值給定與實(shí)際值比較后送入PI控制器，來(lái)獲得d軸轉(zhuǎn)子電流的正序參考分量。該控制回路的目的為建立三相定子電壓，同時(shí)抑制由轉(zhuǎn)子速度或負(fù)載變化影響導(dǎo)致的定子電壓幅值變化。定子電壓幅值的大小由電壓信號(hào)的正序分量獲得，即

圖3 電壓正序分量控制器Fig.3 Controller of voltage positive sequence component

在定子磁鏈按d軸定向的前提下，忽略定子電阻的影響，結(jié)合式（1）、式（2）可以得到q軸轉(zhuǎn)子電流正序參考值為

2.2 負(fù)序分量控制

為了補(bǔ)償雙饋電機(jī)定子的不平衡電壓，使用陷波濾波器來(lái)提取負(fù)同步參考坐標(biāo)系下定子電壓的負(fù)序分量，并用PI控制器使其收斂到零，控制框圖如圖4所示。

圖4 電壓負(fù)序分量控制器Fig.4 Controller of voltage negative sequence component

圖4中，ω0為陷波濾波器的中心頻率；G0為陷波器的通帶增益；ξ為陷波系數(shù)，通常取0.707。由陷波濾波器提取出的定子電壓負(fù)序分量，通過(guò)參考值設(shè)置為0的比例積分控制器來(lái)獲得轉(zhuǎn)子電流的負(fù)序參考i-*rdq-，轉(zhuǎn)子電流負(fù)序分量在負(fù)同步參考坐標(biāo)系為直流分量，經(jīng)坐標(biāo)變換轉(zhuǎn)換至正同步參考坐標(biāo)系。通過(guò)電壓外環(huán)的正負(fù)序控制，得到補(bǔ)償不平衡電壓后的轉(zhuǎn)子電流總參考值如下式所示：

轉(zhuǎn)子電流總參考值為直流和交流分量的總和，轉(zhuǎn)子電流通過(guò)跟蹤此參考值，來(lái)消除定子電壓中的負(fù)序分量。但傳統(tǒng)的控制方法（例如PI控制）無(wú)法有效跟蹤交流給定，因此，需要對(duì)轉(zhuǎn)子電流控制器進(jìn)行改進(jìn)，增強(qiáng)其對(duì)轉(zhuǎn)子電流二倍頻給定的跟蹤性能。

2.3 改進(jìn)轉(zhuǎn)子電流控制器設(shè)計(jì)

遵循定子磁鏈按d軸定向的原則，結(jié)合式（1）、式（2），可得轉(zhuǎn)子電流在同步旋轉(zhuǎn)參考系下的一階微分方程為

式中：λd，λq分別為系統(tǒng)未建模動(dòng)態(tài)和外界未知擾動(dòng)的影響；fd1，fq1為轉(zhuǎn)子電流導(dǎo)數(shù)中的基頻分量；fd2，fq2為不平衡負(fù)載在轉(zhuǎn)子電流導(dǎo)數(shù)中引入的二倍頻分量。

由式（7）可知，DFIG轉(zhuǎn)子電流可以由轉(zhuǎn)子電壓控制。由于滑?？刂葡鄬?duì)于傳統(tǒng)的比例積分控制器，具有受數(shù)學(xué)模型偏差影響小、收斂速度快、跟蹤性能好等特點(diǎn)，采用非奇異終端滑模設(shè)計(jì)轉(zhuǎn)子電流控制器。設(shè)計(jì)轉(zhuǎn)子電流的非奇異滑模面為

式中：α，β為滑模面參數(shù)，且滿足α，β＞ 0；p/q為xdβ，xqβ的指數(shù)，p，q為正奇數(shù)且滿足 1＜p/q＜ 2；xdα，xdβ，xqα，xqβ為滑模狀態(tài)變量。

當(dāng)系統(tǒng)到達(dá)穩(wěn)態(tài)時(shí)，滿足滑模變量及其導(dǎo)數(shù)收斂到0，即

結(jié)合式（7）與式（11），得到轉(zhuǎn)子電流的滑?？刂坡蕿?/p>

式中：kd，kq為開(kāi)關(guān)控制項(xiàng)系數(shù)。

滑?？刂坡手?，開(kāi)關(guān)控制部分用來(lái)補(bǔ)償系統(tǒng)未建模動(dòng)態(tài)和外界未知擾動(dòng)的影響。等效控制項(xiàng)fd1，fq1用來(lái)跟蹤轉(zhuǎn)子電流給定中的基頻分量；fd2，fq2用來(lái)跟蹤轉(zhuǎn)子電流給定中的二倍頻分量，在消除負(fù)序電壓分量中起了非常重要的作用。為了消除滑?？刂浦械亩墩?，用飽和函數(shù)sa（ts）來(lái)代替開(kāi)關(guān)函數(shù)作為控制函數(shù)的切換控制部分。

由式（8）、式（9）可知，轉(zhuǎn)子電流導(dǎo)數(shù)中的基頻分量fd1，fq1和二倍頻分量fd2，fq2的計(jì)算需要電機(jī)電感參數(shù)，會(huì)受到電機(jī)參數(shù)測(cè)量誤差的影響，并且fd2，fq2的計(jì)算需要提取轉(zhuǎn)子電壓、電流的二倍頻分量，使控制器設(shè)計(jì)更為復(fù)雜。針對(duì)以上不足，設(shè)計(jì)了一種改進(jìn)超螺旋觀測(cè)器，同時(shí)觀測(cè)fd1，fq1，fd2，fq2的值，以d軸為例，設(shè)計(jì)的MSTO如下式所示：

式中：z1，z2，yd為觀測(cè)器狀態(tài)量，分別用來(lái)觀測(cè)轉(zhuǎn)子電流、基頻分量和擾動(dòng)分量（fd1+λd）及二倍頻分量fd2；l1，l2，km為基頻以及二倍頻分量觀測(cè)系數(shù)；b為參數(shù)增益，且滿足b=(1/σ)Lr；e為觀測(cè)器觀測(cè)誤差，作為z1和z2的觀測(cè)穩(wěn)定條件。

由于fd2在消除負(fù)序分量中起著關(guān)鍵作用，當(dāng)系統(tǒng)到達(dá)滑模面并穩(wěn)定時(shí)，呈二倍頻正弦交流形式，所以用0-sd作為其觀測(cè)穩(wěn)定條件。

將MSTO觀測(cè)的狀態(tài)量替換式（13）中的對(duì)應(yīng)量，可得MSTO-based NTSMC的轉(zhuǎn)子電流控制律（以d軸為例）為

設(shè)計(jì)的d軸轉(zhuǎn)子電流控制器的結(jié)構(gòu)如圖5所示（q軸結(jié)構(gòu)相似）。

圖5 MSTO-based NTSMC轉(zhuǎn)子電流控制器結(jié)構(gòu)框圖Fig.5 Block diagram of MSTO-based NTSMC rotor current controller

2.4 穩(wěn)定性證明

3 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提方法的有效性，利用Matlab軟件中的Simulink仿真工具對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行仿真，仿真系統(tǒng)框圖如圖6所示。電壓控制器與轉(zhuǎn)子電流控制器分別應(yīng)用于不平衡負(fù)載下獨(dú)立運(yùn)行的雙饋發(fā)電系統(tǒng)的內(nèi)外環(huán)控制器中，分別采樣定子電壓、定子電流、轉(zhuǎn)子電流和轉(zhuǎn)子位置信號(hào)，經(jīng)內(nèi)外環(huán)控制器后，產(chǎn)生SVPWM信號(hào)送給轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器，以控制雙饋發(fā)電機(jī)的獨(dú)立運(yùn)行。

圖6 不平衡負(fù)載下DFIG控制框圖Fig.6 Control scheme of DFIG under unbalanced loads

本系統(tǒng)仿真參數(shù)的設(shè)置為：直流母線電壓給定值460 V，定子電壓幅值給定值155 V，角頻率給定值ω*=100π rad/s；雙饋電機(jī)的參數(shù)為：額定功率PN=6 kW，電機(jī)極對(duì)數(shù)2，定子電阻Rs=1.37 Ω，定子電感Ls=0.162 5 H，定轉(zhuǎn)子間互感Lm=0.159 2 H，轉(zhuǎn)子電阻Rr=1.65 Ω，轉(zhuǎn)子電感Lr=0.163 5 H，定轉(zhuǎn)子匝數(shù)比Ns/Nr=2.398。

為了驗(yàn)證所提算法在不平衡負(fù)載下的有效性，將本文提出的MSTO-based NTSMC控制方法，與NTSMC控制方法和PIR控制方法，在連接不平衡負(fù)載的條件下進(jìn)行仿真對(duì)比。在t=0.2 s之前，DFIG定子繞組連接三相平衡負(fù)載（200 Ω，200 Ω，200 Ω）；在t=0.2 s之后，切換為三相不平衡負(fù)載（50 Ω，100 Ω，200 Ω）進(jìn)行測(cè)試。

本文所提方法是對(duì)轉(zhuǎn)子電流控制器的改進(jìn)，增強(qiáng)對(duì)二倍頻交流信號(hào)的跟蹤性能，進(jìn)而改善對(duì)定子電壓負(fù)序分量的抑制能力，因此對(duì)比了NTSMC控制、PIR控制和本文所提控制方法在三相不平衡負(fù)載下的q軸轉(zhuǎn)子電流跟蹤效果。如圖7a所示，采用NTSMC控制方式時(shí)，q軸轉(zhuǎn)子電流信號(hào)無(wú)法有效跟蹤交流給定。如圖7b所示，采用PIR控制方式時(shí)，負(fù)載變化時(shí)轉(zhuǎn)子電流信號(hào)波動(dòng)較大，但仍能在0.07 s之內(nèi)跟蹤上給定電流。如圖7c所示，采用本文所提方法時(shí)，當(dāng)負(fù)載變?yōu)椴黄胶鈺r(shí)，轉(zhuǎn)子電流的波動(dòng)明顯變小，過(guò)渡更加平滑，在0.04 s之內(nèi)，轉(zhuǎn)子電流能夠迅速跟蹤上給定，相對(duì)于PIR控制方法，具有更好的動(dòng)態(tài)性能。

圖7 不平衡負(fù)載下q軸轉(zhuǎn)子電流跟蹤效果Fig.7 Tracking effect of q axis rotor current under unbalanced loads

圖8為不同控制方法在三相不平衡負(fù)載下定子電壓幅值和電壓負(fù)序分量的仿真結(jié)果。如圖8a所示，在無(wú)負(fù)序抑制能力的NTSMC控制下，定子電壓幅值中存在大小為22 V的二倍頻波動(dòng)，定子電壓負(fù)序分量為usd-=3 V，usq-=20 V，電壓不平衡度為5.4%。如圖8b所示，采用PIR控制方式時(shí)，電壓幅值波動(dòng)從22 V減少為2.2 V，定子電壓負(fù)序分量也削減為usd-=0.1 V，usq-=0.8 V，電壓不平衡度為1.1%。如圖8c所示，采用本文所提方法時(shí)，電壓幅值波動(dòng)得到明顯改善，在0.04 s之內(nèi)，定子電壓負(fù)序分量被迅速削減到0。

圖8 不平衡負(fù)載下電壓幅值和負(fù)序分量Fig.8 Voltage amplitude and negative sequence component under unbalanced loads

為了驗(yàn)證所提算法在電機(jī)轉(zhuǎn)速變化時(shí)的有效性，在0.4 s—0.6 s之間，將雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)速?gòu)? 380 r/min逐漸上升至1 620 r/min，在三相不平衡負(fù)載下，得到的仿真波形如圖9所示。其定子電流由于三相不平衡負(fù)載影響，呈不平衡狀態(tài)，幅值分別為1 A，1.75 A和2.1 A，不平衡度為37.1%。定子電壓在不平衡負(fù)載與轉(zhuǎn)速變化雙重條件下，仍為三相平衡波形，且幅值和頻率仍保持不變。

圖9 不平衡負(fù)載下轉(zhuǎn)速變化時(shí)的仿真結(jié)果Fig.9 Simulation results when the speed changes under unbalanced loads

根據(jù)仿真結(jié)果總結(jié)可知，本文所設(shè)計(jì)的MSTO-based NTSMC轉(zhuǎn)子電流控制器，相對(duì)于NTSMC控制器而言，具有良好的轉(zhuǎn)子電流二倍頻跟蹤能力與負(fù)序電壓抑制能力；相對(duì)于PIR控制器而言，在不平衡負(fù)載變化時(shí)過(guò)渡更為平滑，能夠迅速跟蹤給定信號(hào)，具有更好的動(dòng)態(tài)性能。同時(shí)，驗(yàn)證了本文所提控制方法在轉(zhuǎn)速變化條件下的有效性。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了進(jìn)一步驗(yàn)證所提算法的有效性，搭建了硬件實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，如圖10所示，并基于數(shù)字信號(hào)處理器DSP TMS320F28335編寫了控制算法。采用一臺(tái)功率為7.5 kW的異步電機(jī)作為原動(dòng)機(jī)，異步電機(jī)與雙饋發(fā)電機(jī)同軸相連，通過(guò)變頻器來(lái)模擬不同轉(zhuǎn)速下的DFIG運(yùn)行狀態(tài)。DFIG的實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真參數(shù)相同，DSP的時(shí)鐘頻率設(shè)置為120 MHz。PWM的采樣頻率和開(kāi)關(guān)頻率設(shè)置為10 kHz。雙饋發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)子電流由基于智能功率模塊（IPM）PM75RL1A120的功率逆變器控制。實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)通過(guò)CAN網(wǎng)以1 Mbps的速率上傳到上位機(jī)，以便于狀態(tài)量的觀測(cè)與分析。

圖10 雙饋獨(dú)立發(fā)電系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.10 Experimental platform of stand-alone DFIG system

與仿真情形類似，在0.2 s時(shí)，DFIG定子連接的三相平衡負(fù)載（200 Ω，200 Ω，200 Ω）突變?yōu)槿嗖黄胶庳?fù)載（50 Ω，100 Ω，200 Ω），對(duì)比三種控制方法下的轉(zhuǎn)子電流跟蹤效果和定子電壓波形分別如圖11、圖12所示。

圖11 不平衡負(fù)載下轉(zhuǎn)子電流跟蹤的實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental tracking effect of rotor current under unbalanced loads

圖12 不平衡負(fù)載下電壓幅值和負(fù)序分量的實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waveforms of voltage amplitude and negative sequence component under unbalanced loads

以q軸轉(zhuǎn)子電流為例，如圖11a所示，在負(fù)載不平衡情況下，采用NTSMC控制方式，無(wú)法實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)子電流對(duì)交流給定信號(hào)的有效跟蹤。對(duì)比圖11b和圖11c可得，PIR控制方式的調(diào)節(jié)時(shí)間是0.06 s，而MSTO-based NTSMC的調(diào)節(jié)時(shí)間是0.025 s，本文所提方法的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度要優(yōu)于PIR控制，具有動(dòng)態(tài)性能優(yōu)異的特點(diǎn)。

由圖12可得，在采用NTSMC控制方式時(shí)，定子電壓負(fù)序分量為usd-=2 V，usq-=21 V，定子電壓幅值存在大小為20 V的二倍頻波動(dòng)，電壓不平衡度為5.1%；采用PIR控制方式時(shí)，定子電壓負(fù)序分量為usd-=0.5 V，usq-=2.3 V，電壓幅值波動(dòng)減少為4.3 V，電壓不平衡度為1.3%；采用本文所提MSTO-based NTSMC控制方法時(shí)，定子電壓負(fù)序分量被削減到0，電壓幅值的二倍頻波動(dòng)也得到有效抑制，說(shuō)明本文所提方法在不平衡負(fù)載條件下的負(fù)序電壓消除能力更優(yōu)。

在連接三相不平衡負(fù)載條件下，采用所提算法在電機(jī)轉(zhuǎn)速變化時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形如圖13所示，在3 s—4 s時(shí)，雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)速?gòu)? 380 r/min線性上升至1 620 r/min，轉(zhuǎn)子電流頻率由4 Hz緩慢變?yōu)榱愫蠓聪?，之后再次上升? Hz。同時(shí)，為了保證定子電壓的平衡，轉(zhuǎn)子電流中引入了二倍頻交流分量。進(jìn)一步分析3 s—3.5 s期間的定子電壓和電流波形可知，當(dāng)轉(zhuǎn)速發(fā)生變化時(shí)，定子電壓仍為三相平衡波形，且幅值和頻率保持不變，具有變速恒頻的特性。定子電流的波形穩(wěn)定，不受電機(jī)轉(zhuǎn)速變化的影響，其幅值分別為1.1 A，1.81 A和2.2 A。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文所提算法在轉(zhuǎn)速變化時(shí)也具有優(yōu)良的負(fù)序電壓抑制性能。

圖13 不平衡負(fù)載下轉(zhuǎn)速變化時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.13 Experimental results when the speed changes under unbalanced loads

5 結(jié)論

本文針對(duì)不平衡負(fù)載下獨(dú)立運(yùn)行的雙饋電機(jī)控制，提出了一種基于改進(jìn)超螺旋觀測(cè)器和非奇異終端滑模的矢量控制方法。通過(guò)MSTO同時(shí)觀測(cè)轉(zhuǎn)子電流的基頻和二倍頻分量，提升了系統(tǒng)的抗干擾能力。將MSTO-based NTSMC應(yīng)用于轉(zhuǎn)子電流控制，使控制器能夠快速有效地跟蹤轉(zhuǎn)子電流二倍頻給定信號(hào)，改善了對(duì)定子電壓負(fù)序分量的抑制能力。所提方法與傳統(tǒng)方法相比，減少了對(duì)電機(jī)參數(shù)的依賴，提升了系統(tǒng)的魯棒性。仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，這種方法具有快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和優(yōu)異的穩(wěn)態(tài)性能。