一種新型多電平逆變器及其模塊化分析

王要強(qiáng) 李 娜 趙朝陽 陳天錦 梁 軍

一種新型多電平逆變器及其模塊化分析

王要強(qiáng)1,2李 娜1,2趙朝陽1,2陳天錦3梁 軍1,4

（1. 鄭州大學(xué)電氣工程學(xué)院 鄭州 450001 2. 河南省電力電子與電能系統(tǒng)工程技術(shù)研究中心 鄭州 450001 3. 河南省智能充電技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 許昌 461000 4. 卡迪夫大學(xué)工程學(xué)院 卡迪夫 CF243AA）

為改善傳統(tǒng)多電平逆變器有源器件數(shù)量較多以及擴(kuò)展結(jié)構(gòu)復(fù)雜的問題，該文提出一種降低器件數(shù)量且可模塊化擴(kuò)展的多電平逆變器。該逆變器由分壓電容單元、開關(guān)電容單元和兩個(gè)半橋組成，使用1個(gè)直流電源、4個(gè)電容、8個(gè)開關(guān)管和2個(gè)二極管實(shí)現(xiàn)2倍電壓增益和九電平交流輸出電壓。該逆變器通過2個(gè)半橋代替后端H橋轉(zhuǎn)換輸出電壓極性，可以有效降低開關(guān)管總電壓應(yīng)力；在所提逆變器的模塊化擴(kuò)展結(jié)構(gòu)中，電容逐級(jí)充電的工作方式進(jìn)一步提高了電壓增益和輸出電平數(shù)。該文研究逆變器的工作狀態(tài)、調(diào)制策略、電容分析、參數(shù)計(jì)算并進(jìn)行拓?fù)鋵?duì)比。最后，通過仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提逆變器的可行性和理論分析的正確性。

逆變器 多電平 開關(guān)電容 電壓自平衡 模塊化

0 引言

近年來，能源緊張與環(huán)境惡化問題愈發(fā)嚴(yán)峻，清潔可再生能源的研發(fā)迫在眉睫[1]。為了將新能源所發(fā)電能傳輸?shù)诫娋W(wǎng)或本地負(fù)載，而使功率變換器得到廣泛研究[2-3]。其中，多電平逆變器由于能夠提供可靠高質(zhì)量的輸出電壓，在直流電轉(zhuǎn)化為交流電方面有其獨(dú)特優(yōu)勢(shì)[4-6]。

傳統(tǒng)多電平逆變器主要分為二極管鉗位型[7-8]、飛跨電容型[9-10]及級(jí)聯(lián)H橋型[11-12]。隨著輸出電平數(shù)的升高，二極管鉗位型和飛跨電容型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中器件數(shù)量顯著增加，且二者均存在電容電壓不平衡的問題，需要輔助電路和復(fù)雜的控制算法來維持電容電壓平衡。級(jí)聯(lián)H橋型拓?fù)渫ㄟ^級(jí)聯(lián)H橋模塊提高其輸出電平，使用非對(duì)稱獨(dú)立直流電源可合成最佳輸出電平。但是，多個(gè)獨(dú)立直流電源的需求為逆變器設(shè)計(jì)帶來困難。

開關(guān)電容多電平逆變器利用電容與電源“串聯(lián)充電、并聯(lián)放電”的工作方式將電容作為儲(chǔ)能元件參與放電，可有效提高輸出電壓增益和輸出電平數(shù)量，且具有電容電壓自平衡、升壓能力強(qiáng)、功率密度大等優(yōu)點(diǎn)，在近些年被廣泛研究。文獻(xiàn)[13-16]所提逆變器拓?fù)溆砷_關(guān)電容升壓單元和后端H橋構(gòu)成，可大幅提高輸出電壓幅值。該類拓?fù)鋬H需單個(gè)直流電源，且開關(guān)電容升壓單元的結(jié)構(gòu)易于擴(kuò)展，輸出水平隨其擴(kuò)展而升高。其中，文獻(xiàn)[13]所提拓?fù)涞拈_關(guān)電容單元由三個(gè)開關(guān)管和一個(gè)電容構(gòu)成，每個(gè)電容的額定電壓相等；文獻(xiàn)[14]所提拓?fù)湓谖墨I(xiàn)[13]的基礎(chǔ)上用二極管替換部分開關(guān)管，大幅降低開關(guān)管數(shù)量，然而過分追求開關(guān)管數(shù)量的降低使得該拓?fù)洳痪邆洫?dú)立帶感性負(fù)載的能力；文獻(xiàn)[15]改進(jìn)了拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中電容的充放電模式，利用電容逐級(jí)充電的工作方式提高電容電壓幅值，從而提高輸出電壓增益；文獻(xiàn)[16]所提拓?fù)淅勉Q位電容將直流電壓均分，分壓后的鉗位電容與開關(guān)電容串聯(lián)可實(shí)現(xiàn)更高的輸出電平數(shù)，從而降低了輸出電壓總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）。然而上述拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)均需使用H橋?qū)崿F(xiàn)逆變，H橋開關(guān)管的電壓應(yīng)力為峰值輸出電壓，使得開關(guān)器件承受的總電壓應(yīng)力（Total Standing Voltage, TSV）較高。文獻(xiàn)[17-19]取消了后端H橋，有效降低了TSV。其中，文獻(xiàn)[17]所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中開關(guān)管的電壓應(yīng)力均為輸入電壓；文獻(xiàn)[18]所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)利用開關(guān)管與電容的交叉連接，使得開關(guān)管的電壓應(yīng)力均被限制

在輸入電壓的2倍以內(nèi)，且不隨輸出水平的升高而升高；文獻(xiàn)[19]所提拓?fù)渲须妷簯?yīng)力為輸出電壓峰值的開關(guān)管數(shù)量減半。然而，上述拓?fù)涞拈_關(guān)管數(shù)量較高，不僅增大了控制難度，也增加了變換器的體積和成本。

在上述研究的基礎(chǔ)上，為進(jìn)一步降低有源器件數(shù)量、簡化逆變器擴(kuò)展結(jié)構(gòu)，本文提出一種新型開關(guān)電容多電平逆變器。開關(guān)電容單元僅包含2個(gè)電容、2個(gè)開關(guān)管和2個(gè)二極管，不僅結(jié)構(gòu)簡單對(duì)稱且開關(guān)管互補(bǔ)的工作狀態(tài)有利于簡化逆變器的控制；分壓電容和開關(guān)電容的邏輯組合使得逆變器以較少數(shù)量的器件實(shí)現(xiàn)2倍電壓增益和九電平交流電壓輸出；所提逆變器的模塊化擴(kuò)展結(jié)構(gòu)中，后級(jí)電容由前級(jí)電容串聯(lián)充電的工作方式可進(jìn)一步提高輸出電壓增益和輸出電平數(shù)。此外，所提逆變器無需后端H橋即可生成雙極性輸出電壓，有利于降低TSV。

1 逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1為本文所提多電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該拓?fù)溆煞謮弘娙輪卧?、開關(guān)電容單元以及兩端半橋構(gòu)成。分壓電容單元包含串聯(lián)的分壓電容a、b與雙向開關(guān)管VT（由兩個(gè)反向串聯(lián)的開關(guān)管構(gòu)成）；分壓電容與直流電源dc并聯(lián)充電且兩電容的額定電壓均為0.5dc；通過控制雙向開關(guān)管VT的閉合與關(guān)斷，控制分壓電容或直流電源向輸出端提供±0.5dc、±dc的電平。開關(guān)電容單元包含開關(guān)管S1、S2，電容1、2以及二極管VD1、VD2，通過控制S1、S2的閉合與關(guān)斷實(shí)現(xiàn)電容1、2與直流電源的串并聯(lián)。開關(guān)管S3、S4和S5、S6組成的兩端半橋?qū)崿F(xiàn)分壓電容單元和開關(guān)電容單元輸出電平的選擇和邏輯組合，以及輸出電壓正負(fù)極性的轉(zhuǎn)換?；谝陨戏謮弘娙輪卧㈤_關(guān)電容單元和半橋結(jié)構(gòu)，所提拓?fù)淇梢暂敵?、±0.5dc、±dc、±1.5dc和±2dc共九個(gè)電平。

圖1 多電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1.2 工作原理

圖2為所提逆變器的九種工作模態(tài)，圖中，虛線為阻性負(fù)載的電流路徑，點(diǎn)畫線為電容的充電電流路徑，點(diǎn)線為感性負(fù)載的反向電流路徑。表1為各個(gè)輸出狀態(tài)下功率器件的工作情況，0和1分別表示開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷狀態(tài)；“C”、“D”和“-”分別表示電容的充電、放電和保持狀態(tài)。為簡化分析，假設(shè)拓?fù)渲械碾娙葜底銐虼?，電容的電壓紋波可以忽略；所有開關(guān)器件均無導(dǎo)通壓降和導(dǎo)通電阻；輸入電源為理想直流電源，即電壓值恒定且沒有串聯(lián)阻抗。

表1 逆變器各輸出狀態(tài)下器件的工作狀態(tài)

Tab.1 Working states of devices in each output state of the inverter

模態(tài)1：所提逆變器輸出電壓為+2dc。在此模態(tài)中開關(guān)管S1、S4、S5閉合，電容2被充電至dc，電容1與直流電源串聯(lián)為負(fù)載供電。

模態(tài)2：所提逆變器輸出電壓為+1.5dc。在此模態(tài)中開關(guān)管S1、VT、S5閉合，電容2被充電至dc，電容1與分壓電容a串聯(lián)為負(fù)載供電。

模態(tài)3：所提逆變器輸出電壓為+dc。在此模態(tài)中開關(guān)管S2S4、S5閉合，電容1被充電至dc，直流電源和分壓電容a、b并聯(lián)為負(fù)載供電。

模態(tài)4：所提逆變器輸出電壓為+0.5dc。在此模態(tài)中開關(guān)管S2VT、S5閉合，電容1被充電至dc，分壓電容a單獨(dú)為負(fù)載供電。

模態(tài)5：所提逆變器輸出電壓為0。在此模態(tài)中開關(guān)管S2閉合，電容1被充電至dc，半橋的開關(guān)管S3、S5連接到輸出端，輸出為0。

模態(tài)6：所提逆變器輸出電壓為–0.5dc。在此模態(tài)中開關(guān)管S1、VT、S6閉合，電容2被充電至dc，分壓電容b單獨(dú)為負(fù)載供電。

模態(tài)7：所提逆變器輸出電壓為–dc。在此模態(tài)中開關(guān)管S1、S3、S6閉合，電容2被充電至dc，直流電源和分壓電容a、b并聯(lián)為負(fù)載供電。

模態(tài)8：所提逆變器輸出電壓為–1.5dc。在此模態(tài)中開關(guān)管S2、VT、S6閉合，電容1被充電至dc，分壓電容b與直流電源串聯(lián)為負(fù)載供電。

模態(tài)9：所提逆變器輸出電壓為–2dc。在此模態(tài)中開關(guān)管S2、S3、S6閉合，電容1被充電至dc，電容2與直流電源串聯(lián)為負(fù)載供電。

從逆變器輸出狀態(tài)的電流回路可以看出，各個(gè)狀態(tài)均具有與輸出電平相對(duì)應(yīng)的反向續(xù)流回路。當(dāng)輸出電壓為0、±0.5dc、±dc時(shí)，反向電流路徑由點(diǎn)線標(biāo)注，其余輸出狀態(tài)的反向電流路徑均與正向流通路徑相同，即電路具有帶感性負(fù)載的能力。此外，如圖2和表1所示，在模態(tài)1、2、8、9中，開關(guān)管S1和S2可以同時(shí)參與電容的充電和放電過程，從而有利于減少拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中開關(guān)管數(shù)量。

本文所提逆變器可根據(jù)實(shí)際需求作為并網(wǎng)逆變器用于光伏發(fā)電等新能源領(lǐng)域。光伏陣列產(chǎn)生的電能經(jīng)過逆變器的電能變換，除供給負(fù)載外，多余電能可經(jīng)過濾波器輸入電網(wǎng)[20]。完整的電路及控制框圖如圖3所示，在該電路中，控制并網(wǎng)電流g的幅值與給定值m相同，而相位通過鎖相環(huán)（Phase Locked Loop, PLL）與電網(wǎng)電壓g的相位保持一致，并網(wǎng)電流與指令值*相比后，經(jīng)準(zhǔn)比例諧振控制器i()得到的參考值r經(jīng)電網(wǎng)電壓前饋后可得控制策略的調(diào)制電壓M。光伏電池可直接通過所提逆變器進(jìn)行逆變升壓，無須使用傳統(tǒng)系統(tǒng)中的變壓器[21]。

圖3 單相并網(wǎng)逆變器及其控制結(jié)構(gòu)

2 調(diào)制策略分析

多電平逆變器常見調(diào)制策略有空間矢量調(diào)制[22]、載波層疊脈寬調(diào)制[23]、混合調(diào)制[24]和消除特定諧波調(diào)制[25]等。本文采用同相載波層疊PWM方法對(duì)所提逆變器進(jìn)行調(diào)制，該方法具有實(shí)現(xiàn)簡單、THD小等優(yōu)點(diǎn)。所提逆變器的PWM如圖4所示，用8個(gè)幅值和頻率相同的三角載波（t1～t8）與正弦調(diào)制波（ref）進(jìn)行比較，產(chǎn)生的脈沖根據(jù)開關(guān)狀態(tài)進(jìn)行邏輯組合來控制開關(guān)管的開通和關(guān)斷。調(diào)制比和電壓增益分別定義為

圖4 所提逆變器的PWM

式中，c和ref分別為三角載波和正弦調(diào)制波幅值；out和dc分別為輸出電壓和直流輸入電壓。

通過調(diào)整調(diào)制比可以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電平數(shù)和電壓增益的控制。在該調(diào)制方法中，調(diào)制比與輸出電平數(shù)和電壓增益的關(guān)系見表2。

表2 不同調(diào)制比下的輸出電平數(shù)、電壓增益

Tab.2 Output levels and voltage gain under different modulation ratio

t1～t8與ref比較形成控制開關(guān)管通斷所需的基本脈沖1～8。將這些脈沖進(jìn)行相應(yīng)的邏輯組合，進(jìn)而控制各開關(guān)管的工作狀態(tài)，各開關(guān)管控制信號(hào)的邏輯關(guān)系分別為

開關(guān)管在一個(gè)完整周期內(nèi)的工作狀態(tài)如圖5所示。通過控制開關(guān)管S1、S2和S5、S6的導(dǎo)通關(guān)斷，控制電容C1和C2的充放電。由圖5可以看出，開關(guān)管S1與S2工作狀態(tài)互補(bǔ)；開關(guān)管S5與S6工作狀態(tài)互補(bǔ)。由驅(qū)動(dòng)波形的交替變化可以看出，電容C1和C2等量充放電。

3 電容分析及其容值計(jì)算

在開關(guān)電容多電平逆變器中，電容放電過程中會(huì)產(chǎn)生電壓紋波，電容電壓紋波過大會(huì)導(dǎo)致電源轉(zhuǎn)換效率下降和輸出波形THD上升。因此，應(yīng)在滿足電壓紋波要求的條件下選擇合適的電容值。

電容的電壓紋波出現(xiàn)在其最大放電時(shí)間，確定電容的最大放電時(shí)間即可計(jì)算電容值。對(duì)圖2和表1分析可得，電容1、a的最大放電時(shí)間出現(xiàn)在正半周期，電容2b的最大放電時(shí)間出現(xiàn)在負(fù)半周期，在一個(gè)完整的工作周期內(nèi)二者最大放電時(shí)間相同，因此在本節(jié)中只對(duì)電容1和a分析計(jì)算。對(duì)逆變器工作模態(tài)分析可得，電容1的最大放電時(shí)段為2～6，電容a的最大放電時(shí)段為2～3。在載波層疊調(diào)制方式下，2～6可以表示為

式中，out為逆變器輸出電流。假定電容電壓紋波小于額定電壓C的10%，則電容12和a、b必須滿足

4 拓?fù)鋽U(kuò)展及對(duì)比分析

4.1 拓?fù)鋽U(kuò)展結(jié)構(gòu)

本文所提拓?fù)渚邆淠K化擴(kuò)展能力，將開關(guān)電容單元向右擴(kuò)展，得到如圖6所示擴(kuò)展拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。擴(kuò)展拓?fù)涞墓ぷ鞣绞脚c圖2拓?fù)涞墓ぷ髂B(tài)分析相似，通過控制直流電源與各開關(guān)電容單元的串并聯(lián)轉(zhuǎn)換實(shí)現(xiàn)電容在逆變器工作周期內(nèi)的充放電以及逆變器多電平交流電壓輸出。

圖6 模塊化擴(kuò)展拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

由圖6可知，通過閉合開關(guān)管S11（S12），直流電源給電容12（11）充電至dc。應(yīng)用逐級(jí)充電的方法，第一個(gè)模塊中的電容11和12的串聯(lián)組合經(jīng)過S22和VD21（S21和VD22）在不同的時(shí)段為21（22）充電至2dc。對(duì)于第個(gè)開關(guān)電容單元，(i1)1和(i1)2的串聯(lián)組合通過S2和VD1（S1和VD2）對(duì)C1（C2）充電至2-1dc。后級(jí)開關(guān)電容單元中電容的充電方法以此類推。此種充電方式下，電容電壓可以維持在較高水平，進(jìn)一步提高了輸出電壓增益和輸出電平數(shù)。

當(dāng)逆變器包含個(gè)開關(guān)電容單元時(shí)，直流電源和分壓電容可以向輸出端提供的電平為±0.5dc和±dc；每級(jí)開關(guān)電容電路可提供的電平為±2-1dc（=1, 2,…,）；通過分壓電容單元與開關(guān)電容單元的邏輯組合，在負(fù)載側(cè)可以獲得0，±0.5dc,…, 2Vdc共2+2+1個(gè)輸出電平，輸出電壓峰值為2Vdc。

4.2 拓?fù)鋵?duì)比分析

為了比較拓?fù)湫阅埽诖藢⒕哂袛U(kuò)展能力的單電源多電平逆變器與本文所提逆變器在輸出電平數(shù)同為2+1（≥4）的條件下進(jìn)行對(duì)比分析。比較的主要指標(biāo)包括功率器件數(shù)量、逆變器增益以及TSV，考慮到文獻(xiàn)[14-17]與本文所提拓?fù)渖龎涸鲆娌煌耆嗤ㄟ^所有開關(guān)器件上的總電壓應(yīng)力與拓?fù)涞妮敵龇逯惦妷褐葋碛?jì)算TSV。不同拓?fù)涞谋容^結(jié)果見表3，不同拓?fù)淦骷?shù)量比較如圖7所示。

表3 不同拓?fù)涞谋容^結(jié)果

Tab.3 Comparative results among different topologies

圖7 不同拓?fù)淦骷?shù)量比較

分析可得，在本文所提拓?fù)涞臄U(kuò)展結(jié)構(gòu)中，每增加一個(gè)開關(guān)電容單元，僅增加兩個(gè)開關(guān)和兩個(gè)電容，然而輸出電平數(shù)量幾乎增加了一倍，電壓增益變?yōu)樵瓉淼?倍。由表3和圖7可知，與文獻(xiàn)[14-17]相比，本文所提拓?fù)溟_關(guān)管數(shù)量最少；輸出電平數(shù)較低時(shí)，本文所提拓?fù)溆捎谇岸朔謮弘娙莺烷_關(guān)電容單元的串聯(lián)導(dǎo)致電容數(shù)目過高，但隨著的增長，本文所提拓?fù)涞碾娙輸?shù)量呈對(duì)數(shù)增長，電容數(shù)量逐漸成為最優(yōu)；對(duì)比結(jié)果表明，本文所提拓?fù)淠K化擴(kuò)展后，有源器件總數(shù)隨輸出級(jí)數(shù)呈對(duì)數(shù)曲線增加，低于其他線性增加的拓?fù)?，這有利于降低變換器成本、提高變換器功率密度。

本文所提逆變器升壓能力較弱，這是由于前級(jí)分壓電容提供了±0.5dc的輸出電平，同時(shí)這將使得逆變器擴(kuò)展之后輸出電平數(shù)顯著提升。相較于文獻(xiàn)[14-16]，本文所提拓?fù)湮磻?yīng)用末端H橋而具有較低的TSV。過高的電壓應(yīng)力不僅會(huì)限制這些逆變器的中/高壓應(yīng)用，還會(huì)使逆變器成本上升。在文獻(xiàn)[17]中，所有開關(guān)管的電壓應(yīng)力都在直流電源dc以內(nèi)，從而降低了TSV。然而，該拓?fù)涫褂昧溯^多數(shù)量的開關(guān)管，大量的開關(guān)管不僅提高了控制的復(fù)雜度，也會(huì)使變換器成本上升。

5 仿真與實(shí)驗(yàn)分析

5.1 仿真及結(jié)果分析

為驗(yàn)證所提多電平逆變器理論分析的正確性，在Matlab/Simulink仿真平臺(tái)對(duì)其進(jìn)行仿真證明，具體電路元件及其參數(shù)見表4。

表4 電路元件及其參數(shù)

Tab.4 Parameters of circuit components

圖8為所提逆變器在表4參數(shù)下的仿真結(jié)果。圖8a、圖8b分別為所提逆變器在阻性負(fù)載和阻感性負(fù)載下的輸出電壓、輸出電流波形。由仿真結(jié)果可知，逆變器以九電平的形式輸出電壓，當(dāng)輸入電壓為30V時(shí)，輸出電壓峰值約為60V；在阻性負(fù)載下，逆變器以九電平的形式輸出電流，輸出電流峰值約為1.96A；在阻感性負(fù)載下，輸出電流更接近正弦波，輸出電流峰值約為1.72A。圖8c為阻感性負(fù)載下分壓電容和開關(guān)電容的電壓波形，開關(guān)電容1、2的電壓在28.4～29.3V之間波動(dòng)，最大電壓紋波為1.6V（5.3%）；分壓電容a、b的電壓在14.6～15.4V之間波動(dòng)，最大電壓紋波為0.4V（4%）。結(jié)果表明，電容電壓在逆變器工作周期內(nèi)波動(dòng)范圍小，工作狀態(tài)穩(wěn)定，符合第3節(jié)中電壓紋波系數(shù)小于10%的設(shè)定原則。對(duì)電容電壓的進(jìn)一步研究表明，電容1在輸出電壓為60V和45V時(shí)放電；電容2在輸出電壓為–60V和–45V時(shí)放電；其余輸出電平下兩電容均處于充電或保持狀態(tài)，這與圖2和表1中對(duì)逆變器各個(gè)工作模態(tài)的分析一致。

圖8 所提逆變器仿真波形

為驗(yàn)證所提逆變器的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)能力，根據(jù)圖3所示的控制框圖，搭建仿真模型，具體仿真參數(shù)為：直流輸入電壓200V，電網(wǎng)電壓220V/50Hz，濾波電感5mH，電容2 200mF。當(dāng)逆變器的輸出功率在500～1 000W之間跳變時(shí)，仿真波形如圖9所示?？梢钥闯觯⒕W(wǎng)電流迅速變化到目標(biāo)值，具有良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。

圖9 輸出功率在500W至1kW跳變時(shí)的仿真波形

5.2 實(shí)驗(yàn)及結(jié)果分析

為進(jìn)一步驗(yàn)證所提逆變器的可行性，搭建一臺(tái)小型實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證其穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能，實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真參數(shù)相同，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖10所示。

圖10 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

5.2.1 穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)及結(jié)果分析

圖11為所提逆變器在50Hz基波頻率、阻感性負(fù)載條件下的實(shí)驗(yàn)波形，輸出電壓為九電平階梯波，電壓峰值接近60V，約為輸入電壓的2倍，阻感性負(fù)載使輸出電流更接近正弦波。圖12、圖13分別為穩(wěn)態(tài)下電容1、2和a、b的電壓波形。由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，逆變器穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真結(jié)果基本一致，驗(yàn)證了所提拓?fù)淅碚摲治龅恼_性。

圖11 穩(wěn)態(tài)下輸出電壓、電流的實(shí)驗(yàn)波形

圖12 穩(wěn)態(tài)下C1、C2電壓波形

圖13 穩(wěn)態(tài)下Ca、Cb電壓波形

5.2.2 動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)及結(jié)果分析

逆變器運(yùn)行過程中可能發(fā)生工作條件的變化，本節(jié)模擬輸入電壓突變、調(diào)制比突變、負(fù)載突變和調(diào)制波頻率突變四種情況在電路元件及參數(shù)不變的條件下進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證所提逆變器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力。

圖14為所提逆變器在輸入電壓突變時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。由圖可見，當(dāng)輸入電壓變化時(shí)，逆變器的輸出電壓、電流隨之變化后迅速進(jìn)入新的穩(wěn)態(tài)。當(dāng)輸入電壓從30V變化至20V時(shí)，輸出電壓、電流在短時(shí)間內(nèi)下降至期望值并穩(wěn)定在該狀態(tài)；輸入電壓從20V變化至30V時(shí)，輸出狀態(tài)也能迅速回到預(yù)期狀態(tài)。

圖15為所提逆變器在調(diào)制比突變時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。由圖可知，當(dāng)從0.9變化至0.5時(shí)，輸出電平數(shù)從九減小至五，電壓增益從2減小至1。當(dāng)從0.5變化至0.9時(shí)，逆變器迅速恢復(fù)九電平電壓輸出和2倍增益的輸出狀態(tài)，與表2中的分析一致。

圖15 調(diào)制比突變的輸出波形

圖16為所提逆變器在負(fù)載突變時(shí)的輸出結(jié)果。由實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析可得，輸出電壓狀態(tài)不受負(fù)載變化影響，輸出電流隨負(fù)載變化并迅速穩(wěn)定在期望值。上述結(jié)果驗(yàn)證了逆變器具有適應(yīng)負(fù)載大范圍變化的工作能力。

圖16 負(fù)載突變的輸出波形

圖17為調(diào)制波頻率由50Hz突變至25Hz和100Hz的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。由圖可知，逆變器輸出頻率跟隨調(diào)制波頻率的變化而變化，并迅速進(jìn)入新的穩(wěn)態(tài)。

6 結(jié)論

1）本文提出了一種新型多電平逆變器。所提拓?fù)涞拈_關(guān)電容單元結(jié)構(gòu)簡單，有利于簡化逆變器的控制。通過分壓電容和開關(guān)電容的邏輯組合，以單電源輸入和較少數(shù)量的器件即可實(shí)現(xiàn)九電平輸出和2倍的電壓增益。

2）在所提逆變器的模塊化擴(kuò)展結(jié)構(gòu)中，后級(jí)電容由前級(jí)電容串聯(lián)充電，此種充電方式進(jìn)一步提高了輸出電壓增益和輸出電平數(shù)。當(dāng)逆變器結(jié)構(gòu)中具備個(gè)開關(guān)電容單元時(shí)，輸出電壓峰值達(dá)到2Vdc，輸出電平數(shù)達(dá)到2+2+1。

3）在拓?fù)涞臄U(kuò)展結(jié)構(gòu)中，本文所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的有源器件數(shù)量增長趨勢(shì)緩慢。與近年來提出的開關(guān)電容多電平逆變器的比較結(jié)果表明，本文所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在輸出電平數(shù)升高之后，在功率器件數(shù)量方面有明顯優(yōu)勢(shì)，這有利于降低變換器成本、提高變換器功率密度。

4）最后，搭建的實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ万?yàn)證了所提拓?fù)淅碚摲治龅恼_性及其可行性，結(jié)果表明，逆變器在穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)條件下都具有良好的工作性能。

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A New Type of Multilevel Inverter and Its Modular Analysis

1,21,21,231,4

（1. School of Electrical Engineering Zhengzhou University Zhengzhou 450001 China 2. Henan Engineering Research Center of Power Electronics and Energy Systems Zhengzhou 450001 China 3. Henan Key Laboratory of Intelligent Charging Technology Xuchang 461000 China 4. School of Engineering Cardiff University Cardiff CF243AA UK）

In order to improve the problems of the large number of active components and the complex expansion structure of the traditional multilevel inverter, this paper proposes a multilevel inverter that reduces the number of components and can be modularly expanded. The inverter is composed of a voltage divider capacitor unit, a switched capacitor unit and two half bridges. It uses 1 DC power supply, 4 capacitors, 8 switches and 2 diodes to achieve double voltage gain and a nine-level AC output voltage. Two half-bridges are used in the proposed inverter instead of the back-end H-bridge to convert the output voltage polarity, which can effectively reduce the total voltage stress of the switches. In the modular expansion structure of the proposed inverter, the step-by-step charging method of the capacitors further improves the voltage gain and the output level number. This paper includes the working states, modulation strategy, capacitance analysis, parameter calculation, and topology comparison of the proposed inverter. Finally, the feasibility of the proposed inverter and the correctness of the theoretical analysis are verified through simulation and experiment.

Inverter, multilevel, switched capacitor, voltage self-balancing, modular

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211002

TM464

國家自然科學(xué)基金項(xiàng)目（51507155）、河南省高等學(xué)校青年骨干教師項(xiàng)目（2019GGJS011）和河南省重點(diǎn)研發(fā)與推廣專項(xiàng)項(xiàng)目（222102520001）資助。

2021-07-07

2021-11-08

王要強(qiáng) 男，1982年生，博士，副教授，主要研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼儞Q、可再生能源發(fā)電、電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制等。E-mail: WangyqEE@163.com

趙朝陽 男，1992年生，博士，講師，主要研究方向?yàn)殡娏﹄娮庸β首儞Q理論及其應(yīng)用。E-mail: zhaoyangzhao@zzu.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠）