一種多模態(tài)寬范圍箝位橋并聯(lián)型LLC變換器控制方法

繆哲語(yǔ)，仝 昊，呂征宇，姚文熙

（浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院，杭州 310027）

目前，電動(dòng)汽車(chē)充電機(jī)[1-2]和新能源直流發(fā)電系統(tǒng)[3-4]等熱點(diǎn)領(lǐng)域?qū)λ璧母綦x型DC/DC 變換器提出了寬增益調(diào)節(jié)能力的要求，并同時(shí)期望變換器滿(mǎn)足高效率、高功率密度的性能指標(biāo)。LLC 諧振變換器因具有高效率、高功率密度等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于DC/DC 系統(tǒng)中。然而，傳統(tǒng)LLC 變換器方案的寬增益拓展能力十分有限，往往需要通過(guò)犧牲一定的效率來(lái)實(shí)現(xiàn)寬增益范圍的工作能力[5-7]。提升LLC 諧振變換器整體寬增益范圍下的工作效率，特別是在中、高功率系統(tǒng)中，能夠提升設(shè)備性能、降低電能損耗并帶來(lái)顯著經(jīng)濟(jì)收益。近年來(lái)，國(guó)內(nèi)外已有許多學(xué)者針對(duì)LLC 變換器的寬增益能力進(jìn)行了研究，主要方法可以分為斬波拓?fù)渥儞Q[8-11]、諧振單元變換[12-15]、整流拓?fù)渥儞Q[16-18]和變模態(tài)控制[19-21]4 大類(lèi)。這些增益范圍拓展方法或通過(guò)斬波單元重組、變諧振特性、多諧振通路合作、整流單元調(diào)節(jié)和多模態(tài)控制等手段，或改變斬波單元輸出波形的有效值、頻率特性，或改變諧振網(wǎng)絡(luò)的等效諧振特性，或改變整流單元的增益調(diào)節(jié)能力，以實(shí)現(xiàn)LLC 變換器寬增益范圍的調(diào)節(jié)。

本文主要針對(duì)高電壓輸入、中高功率等級(jí)、寬增益范圍DC/DC 變換應(yīng)用，以箝位橋并聯(lián)型LLC 變換器DCBP-LLC（diode clamped bridge paralleled LLC）的多電平LLC 拓?fù)錇檠芯繉?duì)象，提出了全橋等效控制方法及多電平控制方法，并統(tǒng)一了DCBP-LLC變換器的寬范圍柔性多模態(tài)控制過(guò)程。最后進(jìn)行了多模態(tài)DCBP-LLC 變換器的樣機(jī)實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了所提方法的有效性。

1 DCBP-LLC 變換器及其工作特性

二極管箝位橋是一種應(yīng)用十分廣泛的三電平箝位橋結(jié)構(gòu)，被應(yīng)用在二極管箝位橋三電平LLC變換器和中點(diǎn)箝位三電平逆變器等拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，單二極管箝位橋的結(jié)構(gòu)如圖1 所示，其在不同開(kāi)關(guān)狀態(tài)下對(duì)應(yīng)的工作狀態(tài)見(jiàn)表1。由表1 可知單二極管箝位橋的2 個(gè)重要工作特性：①單個(gè)二極管箝位橋輸出點(diǎn)能夠輸出3 種輸出電位（相對(duì)橋臂負(fù)端）：0、和Vin，Vin為直流母線(xiàn)電壓，為輸入側(cè)電容Cd2兩端的電壓；②二極管箝位橋輸出中間電壓時(shí)，輸出電流流經(jīng)輸入電容，影響橋的中點(diǎn)電位，要實(shí)現(xiàn)橋臂中點(diǎn)電位平衡則必須保證中點(diǎn)電流的周期均衡。通過(guò)2 個(gè)單輸出點(diǎn)三電平橋臂的組合，可以形成串聯(lián)型或并聯(lián)型的箝位橋組合型LLC 變換器拓?fù)?，進(jìn)而構(gòu)成一個(gè)功率等級(jí)更高的斬波模塊。本文主要研究對(duì)象為二極管箝位橋并聯(lián)型LLC 變換器，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2 所示。

圖1 單個(gè)二極管箝位橋臂Fig.1 One single diode clamped bridge arm

表1 二極管箝位橋臂的工作狀態(tài)Tab.1 Working status of diode clamped bridge arm

圖2 二極管箝位橋并聯(lián)型LLC 變換器Fig.2 Diode clamped bridge paralleled LLC converter

對(duì)于DCBP-LLC 變換器，其原邊開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力為輸入直流母線(xiàn)的1/2，拓?fù)渲C振腔輸入電壓范圍為-Vin～Vin。相對(duì)于傳統(tǒng)單二極管箝位橋三電平拓?fù)?，其具? 倍寬的輸入擺幅，因此功率傳輸能力更大。由于2 個(gè)橋臂共用輸入側(cè)直流電容中點(diǎn)，在考慮橋臂均分電容的電壓均衡時(shí)，2 個(gè)橋臂共同實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電流的周期均衡。因此只需2 個(gè)橋臂整體電流貢獻(xiàn)為0，單個(gè)橋臂對(duì)中點(diǎn)電流的周期貢獻(xiàn)可以不為0。此外，因?yàn)殚_(kāi)關(guān)狀態(tài)和輸出冗余狀態(tài)更多，此拓?fù)渚哂懈嗟目刂颇B(tài)。為了實(shí)現(xiàn)電壓應(yīng)力均衡，需要使2 個(gè)輸入均分電容的電壓相等，即。此時(shí)，諧振腔輸入電壓電位一共有5 種情況，分別為±Vin、±Vin/2 和0。開(kāi)關(guān)信號(hào)無(wú)法完全確定斬波單元的輸出電壓大小，部分開(kāi)關(guān)狀態(tài)下輸出電壓還和諧振電流的方向有關(guān)。此外，稱(chēng)不影響中點(diǎn)電位的開(kāi)關(guān)狀態(tài)為中點(diǎn)平衡狀態(tài)，包括輸出電流不流經(jīng)直流均分電容的狀態(tài)（如組合：A 橋臂1100，B 橋臂0011）和2 個(gè)橋臂中點(diǎn)電流抵消的狀態(tài)（如組合：A 橋臂0110，B 橋臂0110）；稱(chēng)影響中點(diǎn)電位的開(kāi)關(guān)狀態(tài)為中點(diǎn)偏移狀態(tài)，所有一個(gè)橋臂經(jīng)箝位二極管存在導(dǎo)通而另一橋臂箝位二極管不導(dǎo)通的狀態(tài)皆為中點(diǎn)偏移狀態(tài)。所提箝位橋并聯(lián)型三電平LLC 變換器可以存在的工作狀態(tài)如表2 所示，其中開(kāi)關(guān)狀態(tài)1包括開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通或續(xù)流二極管導(dǎo)通兩種情況。

表2 箝位橋并聯(lián)型三電平LLC 變換器的工作狀態(tài)Tab.2 Working status of DCBP three-level LLC converter

2 DCBP-LLC 變換器的多模態(tài)控制方法

2.1 DCBP-LLC 的全橋等效控制方法

觀(guān)察DCBP-LLC 與全橋LLC 變換器的斬波單元結(jié)構(gòu)，可以發(fā)現(xiàn)當(dāng)DCBP-LLC 的Sa1與Sa2、Sa3與Sa4、Sb1與Sb2、Sb3與Sb4分別驅(qū)動(dòng)一致，并且依次與全橋LLC 變換器的S1、S2、S3、S4驅(qū)動(dòng)相同時(shí)，DCBPLLC 變換器斬波單元輸出與全橋LLC 變換器完全一致。因此，全橋LLC 變換器中所有的控制模態(tài)與分析方法都可以被DCBP-LLC 借鑒，本文稱(chēng)這種控制方法為DCBP-LLC 的全橋等效控制方法。但是，DCBP-LLC 存在均分電容和箝位二極管，為了使同驅(qū)動(dòng)串聯(lián)管（如Sa1與Sa2）的動(dòng)、靜態(tài)電壓應(yīng)力都保持平衡，在全橋等效控制方法中需要做一個(gè)細(xì)小的多電平調(diào)整，即被箝位管的超前關(guān)斷。以開(kāi)關(guān)管Sa1和Sa2為例，當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)下降、開(kāi)關(guān)管由導(dǎo)通狀態(tài)切換為關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，在續(xù)流電流的作用下，A 點(diǎn)電壓由Vin下降至0，即Sa1和Sa2串聯(lián)總電壓由0 升至Vin。為了保證在動(dòng)態(tài)狀態(tài)及最終的靜態(tài)狀態(tài)下開(kāi)關(guān)管Sa1和Sa2的DS 端電壓都不超過(guò)Vin/2，需提前一小段時(shí)間關(guān)斷Sa1，當(dāng)Sa1的DS 端電壓上升至Vin/2后，由于箝位二極管Da1的存在，Sa1的S 端電壓被輸入電容中點(diǎn)箝位，Sa1的DS 端電壓箝位為Vin/2；此過(guò)程中再關(guān)斷Sa2，則Sa2的DS 端電壓從0 上升至Vin/2 后A 端電壓降為0，換流過(guò)程結(jié)束。因此，通過(guò)提前關(guān)斷Sa1保證了串聯(lián)管Sa1與Sa2電壓的動(dòng)態(tài)均衡。同樣地，使Sa4、Sb1、Sb4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)先于Sa3、Sb2、Sb3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)一小段時(shí)間關(guān)斷，就能夠?qū)崿F(xiàn)所有開(kāi)關(guān)管電壓的動(dòng)、靜態(tài)均衡。而在關(guān)斷狀態(tài)向開(kāi)通狀態(tài)切換時(shí)，由于能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開(kāi)通ZVS-ON（zerovoltage switching on），因此不需要做額外處理。一個(gè)合理的驅(qū)動(dòng)信號(hào)提前關(guān)斷量Δdt 應(yīng)當(dāng)接近提前關(guān)斷管的電壓下降時(shí)間，可以設(shè)定Δdt 為額定電流Irate狀態(tài)下管電壓的下降時(shí)間，則

式中，Cds為MOSFET 漏極和源極間的等效電容。

在DCBP-LLC 的全橋等效控制方法中，可以采用改進(jìn)的全橋變頻控制模態(tài)、移相不對(duì)稱(chēng)PSAS（phase shifted asymmetry）控制模態(tài)和DPWM 控制模態(tài)，其相關(guān)驅(qū)動(dòng)波形如圖3 所示。

圖3 DCBP-LLC 的全橋等效控制方法Fig.3 Full-bridge equivalent control method for DCBPLLC converter

圖3 中，ugsa1～ugsa4和ugsb1～ugsb4分別代表圖2 拓?fù)渲? 個(gè)MOSFET 的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，uAB為圖2 拓?fù)渲蠥 和B 之間的電壓。全橋變頻控制模態(tài)為常規(guī)頻率控制，在此不再贅述。PSAS 控制模態(tài)具有相移角θ與不對(duì)稱(chēng)度ε 兩個(gè)控制量。此模態(tài)下，Sa1～Sa4所在橋臂為相位超前橋臂，其上側(cè)對(duì)管Sa1和Sa2的占空比擴(kuò)張為dA，被稱(chēng)為超前擴(kuò)張管，下側(cè)對(duì)管Sa3和Sa4的占空比對(duì)應(yīng)收縮為dB=1-dA，被稱(chēng)為超前收縮管；Sb1～Sb4所在橋臂為相位滯后橋臂，占空比特性正好相反，因此，Sb1和Sb2被稱(chēng)為滯后收縮管，Sb3和Sb4被稱(chēng)為滯后擴(kuò)張管。相移角θ 為超前橋臂超前于滯后橋臂對(duì)稱(chēng)中心的相位差，其變化范圍為0°～180°，不對(duì)稱(chēng)度ε 為擴(kuò)張占空比與收縮占空比的差值，即ε=dA-dB。如圖3（c）所示，根據(jù)滯后側(cè)脈沖的正、負(fù)性可將PSAS 模態(tài)分為N-PSAS 和P-PSAS 兩種類(lèi)型。PSAS 模態(tài)達(dá)到θ=180°、ε=0.5 的狀態(tài)后，保持相移角不變并減小不對(duì)稱(chēng)度，即進(jìn)入DPWM 模態(tài)，其控制量為不對(duì)稱(chēng)度ε。

2.2 DCBP-LLC 的多電平控制方法

除了全橋等效控制方法外，DCBP-LLC 變換器還具有其特有的多電平控制方法，即Sa1與Sa2等串聯(lián)對(duì)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)不再一致，斬波單元輸出電壓VAB存在輸入電容中位電壓Vin/2 的電位分量。本文稱(chēng)斬波單元輸出包含有中間電位的控制方法為DCBP-LLC 的多電平控制方法。為了利用多種電平來(lái)改變變換器增益，引入串聯(lián)開(kāi)關(guān)管對(duì)的非同步狀態(tài)（如串聯(lián)管Sa1Sa2的01 與10 狀態(tài)）。以串聯(lián)管Sa1Sa2為例，思考Sa1與Sa2的位置關(guān)系：如果引入10狀態(tài)，Sa2續(xù)流狀態(tài)下A 點(diǎn)電壓為Vin，與11 狀態(tài)等效；續(xù)流電流截止后，由于Sa2關(guān)斷而截止，Sa1導(dǎo)通無(wú)作用，無(wú)法輸出Vin/2 電平。如果引入01 狀態(tài)，Sa1續(xù)流狀態(tài)下A 點(diǎn)電壓仍為Vin，與11 狀態(tài)等效；續(xù)流電流截止后，Sa2正向?qū)ǎ敵鲭娏髁鹘?jīng)上側(cè)箝位二極管Da1，A 點(diǎn)輸出Vin/2 電平。因此，可以將中間電位對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)狀態(tài)（Sa1Sa2、Sb1Sb2的01 狀態(tài)，Sa3Sa4、Sb3Sb4的10 狀態(tài)）引入控制。

此外，在多電平控制方法中還需要考慮到中點(diǎn)電位的平衡問(wèn)題，因此一個(gè)有效的多電平控制方案引入的所有多電平狀態(tài)在1 個(gè)周期對(duì)中點(diǎn)電流的總貢獻(xiàn)值應(yīng)為0。這需要通過(guò)將控制邏輯與表2 中的中點(diǎn)電位影響相結(jié)合，分析1 個(gè)完整控制周期內(nèi)中點(diǎn)電流的總和。

總而言之，一個(gè)多電平控制模態(tài)在充分利用多電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)的同時(shí)，需要兼顧中點(diǎn)電位平衡和軟開(kāi)關(guān)條件。結(jié)合中點(diǎn)平衡和軟開(kāi)關(guān)條件，本文提出一種DCBP-LLC 的多電平控制模態(tài)：多電平倍頻PWM 即M-DPWM（multilevel frequency-doubled pulse width modulation）控制模態(tài)。

圖4（a）為M-DPWM 模態(tài)下驅(qū)動(dòng)信號(hào)的控制邏輯，圖4（b）為M-DPWM 模態(tài)下變換器的工作波形，圖中udsj（j=Sa1，Sa2，Sa3，Sb1，Sb3）代表圖2 拓?fù)渲袑?duì)應(yīng)MOSFET 漏極和源極間的電壓，為圖2 中變換器諧振腔電流。M-DPWM 模態(tài)是在DPWM 模態(tài)基礎(chǔ)上引入Vin/2 電平而產(chǎn)生的多電平控制模態(tài)。圖中陰影部分即為M-DPWM 模態(tài)與DPWM 模態(tài)所不同的工作狀態(tài)。在這種控制模態(tài)中，Sa2與Sb3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)占空比仍為dA，而Sa1與Sb4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)占空比縮減為dA-Δdd，因此，M-DPWM 控制模態(tài)具有dA與Δdd 兩個(gè)控制量。當(dāng)Sa1或Sb4關(guān)斷后，諧振電流上升減緩，占空比擴(kuò)張對(duì)管對(duì)應(yīng)的諧振電流峰值下降。因?yàn)樵谶M(jìn)入M-DPWM 模態(tài)前，占空比擴(kuò)張對(duì)管諧振電流峰值相對(duì)更大，在占空比收縮對(duì)管已經(jīng)到達(dá)ZVS-ON 的邊界無(wú)法進(jìn)一步收縮時(shí)，仍未達(dá)到ZVS-ON 條件的邊界。只收縮占空比擴(kuò)張對(duì)管的外側(cè)開(kāi)關(guān)管來(lái)引入中間電位，能繼續(xù)保證軟開(kāi)關(guān)條件。可以說(shuō)，M-DPWM 是充分利用多電平狀態(tài)來(lái)拓展ZVS-ON 條件下的增益，使整體增益范圍最大化。從圖形關(guān)系上看，Δdd≤0.25（因?yàn)閱蝹€(gè)VAB=Vin的脈沖最長(zhǎng)為0.25 個(gè)周期），而Δdd 的ZVS-ON 限制值主要由負(fù)載決定，由于此時(shí)增益最低、系統(tǒng)功率較小，需要保證切換電流大于實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的限定值。

圖4 DCBP-LLC 變換器的M-DPWM 控制模態(tài)Fig.4 M-DPWM control mode of DCBP-LLC converter

DPWM 模態(tài)收縮占空比直接引入0 電位代替Vin電平，而M-DPWM 模態(tài)則通過(guò)引入Vin/2 電平代替Vin電平。這兩種模態(tài)是相互制約的，即兩者都會(huì)降低諧振電流切換值。由于斬波輸出電壓不為0，因此具體引入0 電平還是Vin/2 電平效果更好，實(shí)際上是由這兩個(gè)電平與輸出電壓中點(diǎn)電位的距離決定。為了獲得M-DPWM 模態(tài)下更好的控制方法，應(yīng)該引入距離中點(diǎn)電平更近的電平以減小增益。0 電平及Vin/2 電平與中點(diǎn)電位各自的電位差為

比較兩者的大小有

在剛進(jìn)入M-DPWM 模態(tài)時(shí)，dA=0.75、Δdd=0，此時(shí)斬波輸出電壓平均值等于中點(diǎn)電位Vin/2，因此，對(duì)于DCBP-LLC 而言，直接采用多電平模態(tài)引入中點(diǎn)電平Vin/2 效果更好。在dA=0.75 的條件下，多電平控制方法諧振電流的對(duì)稱(chēng)性更高，能夠在ZVS-ON 條件下實(shí)現(xiàn)更寬的增益范圍，因此，考慮對(duì)DCBP-LLC 采用多電平倍頻M-DF（multilevel double frequency）模態(tài)。M-DF 模態(tài)本質(zhì)上是M-DPWM 模態(tài)的一種特殊情況，其等價(jià)于保持dA=0.75 不變而僅調(diào)節(jié)控制量的M-DPWM 模態(tài)，此模態(tài)下ZVS-ON具有更廣泛的變化范圍，由于M-DF 模態(tài)的高對(duì)稱(chēng)性，能夠在全范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS-ON。圖5 為M-DF 模態(tài)中控制量最大的情況，可見(jiàn)此時(shí)諧振電流峰值較為對(duì)稱(chēng)，M-DF 模態(tài)增益拓展能力更強(qiáng)。由于在電流續(xù)流時(shí)箝位二極管無(wú)法導(dǎo)通，只能通過(guò)開(kāi)關(guān)管Sa1與Sb4的反向二極管續(xù)流，因此在進(jìn)入箝位階段前存在一小段Vin輸出的續(xù)流階段，不利于增益拓展，但這一階段相對(duì)短暫。在到達(dá)M-DF 模態(tài)邊界后（Δdd=0.25），再進(jìn)入M-DPWM 模態(tài)縮小，并根據(jù)ZVS-ON 條件限制決定的下限值。

圖5 DCBP-LLC 變換器在M-DF 模態(tài)邊界下的工作狀態(tài)Fig.5 Working status of DCBP-LLC converter under the boundary of M-DF mode

3 DCBP-LLC 變換器的多模態(tài)寬范圍控制

3.1 多模態(tài)寬范圍DCBP-LLC 控制

綜合上述分析，可以給出全工作范圍內(nèi)DCBPLLC 的變模態(tài)控制方案，控制流程如圖6 所示，其中各個(gè)模態(tài)的控制環(huán)所使用的控制量如表3 所示。

圖6 DCBP-LLC 變換器的寬范圍變模態(tài)控制方案Fig.6 Wide-range variable-mode control scheme for DCBP-LLC converter

表3 DCBP-LLC 變換器的控制量設(shè)定Tab.3 Control quantity settings of DCBP-LLC converter

從圖6 中可以看出DCBP-LLC 變換器的寬范圍變模態(tài)方案為：在DCBP-LLC 變換器處于高增益區(qū)域時(shí)，系統(tǒng)采用全橋等效控制方法中的全橋變頻模態(tài)，通過(guò)調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)頻率來(lái)調(diào)節(jié)變換器增益；隨著變換器的增益需求不斷下降，全橋變頻模態(tài)中的開(kāi)關(guān)頻率達(dá)到了頻率上限，通過(guò)此模態(tài)無(wú)法繼續(xù)降低變換器的增益，此時(shí)DCBP-LLC 變換器進(jìn)入全橋等效控制方法中的PSAS 模態(tài)來(lái)實(shí)現(xiàn)中增益段需求，通過(guò)改變相移角與不對(duì)稱(chēng)度來(lái)調(diào)節(jié)變換器增益；當(dāng)PSAS 模態(tài)達(dá)到了其臨界點(diǎn)，即dA=0.75、Δdd=0 時(shí)，恰為全橋倍頻模態(tài)，由此變換器開(kāi)始進(jìn)入多電平控制方法來(lái)實(shí)現(xiàn)低增益段需求。正如前面所分析的，多電平控制中，M-DF 模態(tài)的增益擴(kuò)展能力較強(qiáng)且具有較好的軟開(kāi)關(guān)特性，因此多電平控制方法中首先采用M-DF 模態(tài)，通過(guò)調(diào)節(jié)控制量來(lái)降低變換器的增益，在到達(dá)M-DF 模態(tài)的控制邊界后進(jìn)入MDPWM 模態(tài)來(lái)實(shí)現(xiàn)變換器的最低增益輸出。

在整個(gè)寬范圍變模態(tài)控制方案中，除PSAS 模態(tài)內(nèi)部的N-PSAS 與P-PSAS 之間的切換需要對(duì)移相角進(jìn)行突變來(lái)跨越非軟開(kāi)關(guān)區(qū)域外，其他各個(gè)模態(tài)的控制量變化均是連續(xù)的，因此模態(tài)之間的切換過(guò)程是平滑柔性的。而PSAS 模態(tài)中，諧振電容電壓的直流分量與移相角無(wú)關(guān)，所以移相角的突變不會(huì)引起不良的暫態(tài)反應(yīng)，通過(guò)相位優(yōu)化切換同樣可以實(shí)現(xiàn)平滑切換。

綜上所述，本文提出的多模態(tài)寬范圍DCBPLLC 變換器控制方法極大擴(kuò)展了變換器的增益范圍，并且多模態(tài)之間的切換是平滑柔性的。

3.2 統(tǒng)一虛擬控制量

在不同的模態(tài)工作時(shí)，為了更好地對(duì)多個(gè)控制量進(jìn)行管理，提出統(tǒng)一虛擬控制量的概念，如圖7 所示。統(tǒng)一虛擬控制量是利用控制單調(diào)性及單調(diào)關(guān)系函數(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)多個(gè)負(fù)反饋控制環(huán)的集成。其中每個(gè)分段的函數(shù)都是滿(mǎn)足對(duì)應(yīng)范圍單調(diào)性的函數(shù)，單調(diào)性方向根據(jù)負(fù)反饋性質(zhì)確定?？梢砸罁?jù)控制量的特點(diǎn)給出不同的映射形式（如一次函數(shù)、二次函數(shù)的單調(diào)段等）。使用統(tǒng)一虛擬控制量的情況下，只需將控制環(huán)的輸出結(jié)果映射獲得實(shí)際控制量，而控制環(huán)本身連續(xù)控制，避免了控制環(huán)切換的影響及復(fù)雜性。

圖7 多模態(tài)的統(tǒng)一虛擬控制Fig.7 Unified virtual control in variable modes

3.3 DCBP-LLC 中點(diǎn)電位調(diào)整方法

考慮到實(shí)際電路對(duì)稱(chēng)性偏差等問(wèn)題造成的微小中點(diǎn)偏移，可以通過(guò)引入單側(cè)多電平狀態(tài)補(bǔ)償量來(lái)實(shí)現(xiàn)DCBP-LLC 變換器輸入中點(diǎn)的微調(diào)。圖8 給出了采用單側(cè)多電平狀態(tài)調(diào)節(jié)中點(diǎn)平衡的控制邏輯，Δdm 為單側(cè)多電平狀態(tài)的補(bǔ)償量，用來(lái)調(diào)節(jié)中點(diǎn)電位。當(dāng)Δdm＞0 時(shí)，增加中點(diǎn)電流正向的多電平狀態(tài)時(shí)間，即圖4 中中點(diǎn)正向箝位區(qū)的時(shí)間，使中點(diǎn)電位下降；當(dāng)Δdm＜0 時(shí)，增加中點(diǎn)電流負(fù)向的多電平狀態(tài)時(shí)間，即圖4 中中點(diǎn)反向箝位區(qū)的時(shí)間，使中點(diǎn)電位上升。當(dāng)中點(diǎn)電位高于參考值時(shí)，閉環(huán)控制使Δdm 上升直至中點(diǎn)平衡；當(dāng)中點(diǎn)電位低于參考值時(shí)，閉環(huán)控制使Δdm 下降直至中點(diǎn)平衡。實(shí)際應(yīng)用中，所采用的控制模態(tài)在邏輯上實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)平衡，而Δdm 僅是用于調(diào)節(jié)由實(shí)際電路對(duì)稱(chēng)性偏差造成的微小中點(diǎn)偏移，其取值非常小。

圖8 DCBP-LLC 變換器的中點(diǎn)平衡控制Fig.8 Neutral-point balance control of DCBP-LLC converter

4 樣機(jī)實(shí)驗(yàn)

本文對(duì)所提方案進(jìn)行了樣機(jī)實(shí)驗(yàn)以驗(yàn)證其可行性及相關(guān)分析的正確性，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)如表4 所示。原邊斬波側(cè)MOSFET 采用Infineon OptiMOS 系列的IPP410N30N，箝位二極管采用英飛凌SiC 肖特基二極管IDH20G65C5，芯片驅(qū)動(dòng)選用SILICON LABS 的Si8233 驅(qū)動(dòng)芯片，副邊整流管選用DIODES的肖特基二極管SBR40U200CTB，控制器選用德州儀器C2000 系列DSP TMS320F280049。

表4 DCBP-LLC 變換器參數(shù)Tab.4 Parameters of DCBP-LLC converter

4.1 DCBP-LLC 全橋等效控制方法實(shí)驗(yàn)波形

圖9 展示了DCBP-LLC 變換器在全橋等效控制方法下各個(gè)子模態(tài)的工作波形。圖9（a）為全橋變頻模態(tài)的工作波形，開(kāi)關(guān)頻率為99 kHz，接近系統(tǒng)諧振頻率，系統(tǒng)處于較高增益區(qū)，輸出電壓為50 V，此時(shí)系統(tǒng)處于最高功率點(diǎn)，原邊開(kāi)關(guān)管具有ZVSON 特性，副邊二極管具有ZCS-OFF 特性，系統(tǒng)效率較高。圖9（b）為PSAS 模態(tài)中滯后側(cè)脈沖負(fù)向的情況（即N-PSAS 模態(tài)），斬波單元輸出含3 種電平，滯后側(cè)脈沖為負(fù)且脈沖寬度相對(duì)較小，此時(shí)開(kāi)關(guān)頻率最高，為200 kHz，dA=0.68，θ=35°，輸出電壓為32 V。圖9（c）為PSAS 模態(tài)中滯后側(cè)脈沖正向的情況（即PPSAS 模態(tài)），斬波單元輸出僅有2 種電平，滯后側(cè)脈沖為正且脈沖寬度相對(duì)較小，此時(shí)對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)頻率為123 kHz，dA=0.72，θ=163°，輸出電壓為20 V。實(shí)驗(yàn)表明PSAS 模態(tài)下系統(tǒng)處于中增益區(qū)，且能有效實(shí)現(xiàn)ZVS-ON 邊界值。由于DCBP-LLC 還有多電平控制方法，其在全橋等效控制方法下具有更低的開(kāi)關(guān)頻率上限，工作范圍相對(duì)更窄，但可由多電平控制方法彌補(bǔ)增益范圍，因而整體增益范圍不變，且系統(tǒng)工作效率更高。

圖9 DCBP-LLC 變換器全橋等效控制方法的實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms of full-bridge equivalent control method for DCBP-LLC converter

4.2 DCBP-LLC 多電平控制方法實(shí)驗(yàn)波形

圖10 為DCBP-LLC 的多電平控制方法的工作波形。圖中開(kāi)關(guān)頻率為最高開(kāi)關(guān)頻率200 kHz，控制量dA=0.725，θ=180°，Δdd=0.25 為最大控制量，輸出約為8.5 V，此時(shí)系統(tǒng)為連續(xù)模式下實(shí)現(xiàn)ZVS-ON 的最低增益。在正電平段，除了在諧振電流的續(xù)流階段斬波單元輸出電壓為全輸入電壓Vin（占空比約8%），其余時(shí)間斬波單元輸出為中間電平Vin/2?？偟膩?lái)說(shuō)，DCBP-LLC 通過(guò)全橋等效控制方法和多電平控制方法實(shí)現(xiàn)極寬的增益范圍，并提升了系統(tǒng)工作效率。

圖10 DCBP-LLC 變換器多電平控制方法的實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms of multi-level control method for DCBP-LLC converter

4.3 系統(tǒng)工作范圍及效率

通過(guò)輸出電壓變化實(shí)驗(yàn)可以發(fā)現(xiàn)，負(fù)載電阻為最高功率點(diǎn)的等效電阻（2.5 Ω）時(shí)，變換器工作范圍為8.5～55 V，增益比為6.5，最低ZVS-ON 輸出電壓為8.5 V，此時(shí)等效輸出負(fù)載最小，負(fù)載電流為額定負(fù)載電流的25%。根據(jù)LLC 諧振腔增益曲線(xiàn)可知，輸出等效負(fù)載越大，高于諧振頻率側(cè)的增益曲線(xiàn)越陡峭，因此可以確定當(dāng)負(fù)載大于25%額定負(fù)載電流時(shí)，下限增益更低，即系統(tǒng)增益范圍更寬?？偟膩?lái)說(shuō)，大于50%額定負(fù)載電流時(shí)，變換器在全電壓（0～55 V）范圍具有ZVS-ON 條件；在25%額定負(fù)載電流時(shí)，ZVS-ON 對(duì)應(yīng)輸出范圍為8.5～55 V。

圖11 給出了變換器在不同電壓增益點(diǎn)、不同負(fù)載下的工作效率。在80%額定電流負(fù)載以上工作時(shí)，15～55 V 輸出電壓范圍變換器效率皆高于95%。在上述恒電壓實(shí)驗(yàn)中，最高效率對(duì)應(yīng)測(cè)試點(diǎn)為45 V/25 A和55 V/15 A，這兩個(gè)測(cè)試點(diǎn)也最接近諧振頻率。當(dāng)負(fù)載電壓為55 V 和15 V 時(shí)，最高效率點(diǎn)出現(xiàn)在15 A負(fù)載電流左右，而其他輸出電壓下，效率隨負(fù)載電流的下降而下降：輸出電壓為55 V 時(shí)主要為全橋變頻模態(tài)，當(dāng)輸出負(fù)載為15 A 時(shí)，系統(tǒng)更近諧振點(diǎn)，開(kāi)關(guān)及通態(tài)損耗整體之和較??；輸出電壓為30 V 時(shí)主要為PSAS 模態(tài)；輸出電壓為15 V 時(shí)主要為P-PSAS和M-DPWM 模態(tài)，當(dāng)輸出負(fù)載為15 A 時(shí)，接近全橋倍頻模態(tài)的諧振點(diǎn)。

圖11 系統(tǒng)工作效率Fig.11 Operating efficiency of system

5 結(jié)語(yǔ)

本文針對(duì)高電壓輸入、寬增益范圍的應(yīng)用場(chǎng)景，對(duì)二極管箝位橋并聯(lián)型LLC 變換器提出了全橋等效控制方法及多電平控制方法，給出了各模態(tài)及整體系統(tǒng)的詳細(xì)控制邏輯，統(tǒng)一了柔性變模態(tài)控制過(guò)程。通過(guò)相關(guān)分析及實(shí)驗(yàn)結(jié)果可得，所提的多模態(tài)DCBP-LLC 變換器控制方法通過(guò)多種工作模態(tài)，不僅實(shí)現(xiàn)了極寬的電壓增益調(diào)節(jié)范圍，而且在整個(gè)工作寬增益范圍都保持較高的運(yùn)行效率，實(shí)現(xiàn)了高效率寬范圍運(yùn)行，且能夠適應(yīng)寬增益范圍應(yīng)用場(chǎng)景，可以高效替代相應(yīng)系統(tǒng)中的兩級(jí)DC/DC 寬調(diào)壓變換器。