三維電場(chǎng)傳感器微弱信號(hào)放大電路的設(shè)計(jì)與實(shí)驗(yàn)研究

趙 瑋，張海濤，李治中，袁 媛

(中國(guó)人民解放軍陸軍工程大學(xué)國(guó)防工程學(xué)院，江蘇南京 210007)

0 引言

三維電場(chǎng)檢測(cè)技術(shù)在航空、航天、電網(wǎng)等領(lǐng)域具有重要的應(yīng)用需求[1-2]。目前，三維電場(chǎng)傳感器多采用三維場(chǎng)磨式[3]。由于場(chǎng)磨式三維電場(chǎng)傳感器工作原理是由電機(jī)帶動(dòng)屏蔽轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)而產(chǎn)生交變的電流信號(hào)，由于電流非常微弱，大小通常為pA量級(jí)，并伴有不同程度的噪聲干擾，導(dǎo)致電流信號(hào)的信噪比不足；電流信號(hào)與電場(chǎng)強(qiáng)度無法呈現(xiàn)比例關(guān)系，導(dǎo)致傳感器測(cè)量系統(tǒng)的線性度不足；同時(shí)存在零點(diǎn)漂移現(xiàn)象，導(dǎo)致無法進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換，因此需要研究一種信號(hào)處理電路將電場(chǎng)傳感器感應(yīng)的信號(hào)進(jìn)行放大處理，提高信噪比，以達(dá)到A/D轉(zhuǎn)換的要求。

文獻(xiàn)[4]為了解決微弱信號(hào)放大電路中零點(diǎn)漂移、放大失真等缺陷，設(shè)計(jì)了一種基于AD620的高精度微弱信號(hào)放大器，可用于放大各型號(hào)傳感器輸出的微弱信號(hào)以及作為傳感器的變送器使用。文獻(xiàn)[5]針對(duì)高溫核磁共振測(cè)井儀應(yīng)用條件下井下極微弱信號(hào)檢測(cè)中的噪聲與溫度可靠性問題，設(shè)計(jì)了一款前置放大電路，確定了電路參數(shù)，并通過高溫試驗(yàn)驗(yàn)證了電路溫度可靠性。文獻(xiàn)[6]提出了一種新的小信號(hào)溫度補(bǔ)償設(shè)計(jì)方案，采用高精度的差分輸入信號(hào)電橋電路，選用AD8429超低噪聲、低溫漂、高共模抑制比儀表放大器，提高了液體質(zhì)量測(cè)量精度。在上述文獻(xiàn)研究的基礎(chǔ)上，本文針對(duì)場(chǎng)磨式三維電場(chǎng)傳感器輸出信號(hào)微弱的問題，設(shè)計(jì)一種I-V積分變換電路，對(duì)微弱電流信號(hào)進(jìn)行放大；為了實(shí)現(xiàn)信號(hào)A/D轉(zhuǎn)換要求，設(shè)計(jì)一種二級(jí)差分放大電路和偏置電路，通過Multisim 12.0仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證設(shè)計(jì)電路的有效性。

1 三維電場(chǎng)傳感器信號(hào)處理方法

三維電場(chǎng)傳感器感應(yīng)電極產(chǎn)生6路μA量級(jí)以下的微弱電流信號(hào)，為了避免微弱電流信號(hào)的相互干擾，需要分別處理不同方向上的感應(yīng)電流信號(hào)，其信號(hào)處理方法如圖1所示，之后經(jīng)過A/D轉(zhuǎn)換輸入到微處理器，計(jì)算獲得實(shí)時(shí)的電場(chǎng)強(qiáng)度，再將電場(chǎng)強(qiáng)度通過無線模塊至上位機(jī)。

圖1 信號(hào)處理方法

X、Y、Z三維方向感應(yīng)電流信號(hào)的處理方法基本一致，感應(yīng)電極產(chǎn)生的微弱電流信號(hào)處理電路如圖2所示，首先對(duì)兩路感應(yīng)電流信號(hào)進(jìn)行I-V變換，將微弱的電流信號(hào)轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)；再進(jìn)行差分放大，然后經(jīng)過偏置電路，向上平移以達(dá)到A/D轉(zhuǎn)換的有效范圍。因?yàn)殡妶?chǎng)傳感器的輸出信號(hào)在進(jìn)行放大的過程中容易混入電機(jī)旋轉(zhuǎn)帶來的基波干擾、交流用電器帶來的工頻干擾、電磁噪聲干擾、偏置電路帶來的直流分量、諧波干擾等無用信號(hào)，因而需要進(jìn)行FFT濾波分解，分解出有效的電場(chǎng)信號(hào)。

圖2 微弱信號(hào)處理電路

2 前置積分I-V放大電路

2.1 前置積分I-V放大電路設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)的前置積分I-V變換電路如圖3所示，它是一種負(fù)反饋電流放大電路，可以得到與輸入電流成比例的電壓信號(hào)[7]。Cf是前置放大器的反饋電容，在反饋電容Cf兩端并聯(lián)一個(gè)反饋電阻Rf，能夠?yàn)榉答侂娙軨f提供卸放路徑，同時(shí)穩(wěn)定放大器的直流工作點(diǎn)、減小零點(diǎn)漂移，在輸入端串聯(lián)電阻R1來限制高頻響應(yīng)。運(yùn)算放大器(OPA)采用JFET輸入的TL072型OP放大器，輸入阻抗1012Ω、最大功耗僅為680 mW、正常情況下輸入偏置電流為65 pA、輸入失調(diào)電流為5 pA、開環(huán)電壓增益為106 dB，在f=1 kHz時(shí)，輸入換算噪聲電壓Vn只有18 nV/(Hz)1/2，輸入換算噪聲電流僅為0.01 nA/(Hz)1/2，內(nèi)部噪聲低。

圖3 前置積分放大電路

2.2 前置I-V變換電路仿真分析

采用Multisim 12.0[8]對(duì)前置I-V變換電路頻率響應(yīng)特性進(jìn)行仿真分析，為后期電路的制作提供可靠的理論依據(jù)和優(yōu)化的電路設(shè)計(jì)參數(shù)。電路的頻率響應(yīng)特性主要包括幅頻特性和相頻特性，幅頻特性是指電路的電壓放大倍數(shù)與頻率的關(guān)系，相頻特性是指輸出信號(hào)與輸入信號(hào)的相位差與頻率之間的關(guān)系。本仿真設(shè)計(jì)的目的：驗(yàn)證電路的通頻帶寬是否滿足要求；通過修改電路中電阻電容的參數(shù)，使通頻帶的中心頻率與電場(chǎng)傳感器軸向感應(yīng)電極和徑向感應(yīng)電極的輸出頻率相匹配，提高系統(tǒng)靈敏度和抗干擾能力。頻率響應(yīng)仿真電路原理圖如圖4所示。

圖4 頻率響應(yīng)仿真電路圖

頻率響應(yīng)仿真電路的輸出幅頻響應(yīng)為帶通，通頻帶如式(1)所示。

BW=fH-fL

(1)

式中：BW為通頻帶；fH為上限頻率；fL為下限頻率。

為了最大限度提高系統(tǒng)靈敏度，將幅頻響應(yīng)的中心頻率調(diào)到與電場(chǎng)傳感器軸向感應(yīng)電極和徑向感應(yīng)電極的輸出頻率相一致的位置，因此將放大電路幅頻響應(yīng)通頻帶的下限頻率fL設(shè)置大于120 Hz，上限頻率fH設(shè)置小于240 Hz，中心頻率應(yīng)該在120～240 Hz的中間位置，即為180 Hz左右。

帶通濾波器的截止頻率受積分電容和反饋電阻的影響，如式(2)所示：

(2)

式中：fc為帶通濾波器的截止頻率；C1為積分電容；R2為反饋電阻。

減小R2或C1，截止頻率增大，電路的中心頻率向高頻特性延伸、帶寬增大；相反，增大R2或C1，截止頻率減小，電路的中心頻率降低，帶寬變窄。一般選取kΩ級(jí)別以上的電阻，可以減小電路噪聲，輸入電阻R1不影響電路的頻率響應(yīng)，阻值為1 kΩ。

為了研究R2、C1對(duì)電路頻率響應(yīng)的影響，分別對(duì)選取的多組的R2、C1進(jìn)行仿真。

根據(jù)式(2)，分別采用2種模型進(jìn)行仿真，模型1反饋電阻R2為定值1 MΩ，模型2積分電容C1為定值0.5 nF，分別記錄通頻帶的中心頻率和帶寬如表1和表2所示。

表1 模型1條件下通頻帶的中心頻率和帶寬

表2 模型2條件下通頻帶的中心頻率和帶寬

從表1中可以看出，在反饋電阻不變的情況下，積分電容C1的值越大，I-V電路的中心頻率越低，通頻帶寬越窄。當(dāng)R1=1 kΩ，R2=1 MΩ，C1=0.5 nF，電路的中心頻率為186 Hz，滿足中心頻率與電場(chǎng)傳感器軸向感應(yīng)電極和徑向感應(yīng)電極的輸出頻率相匹配的要求，此時(shí)測(cè)量系統(tǒng)輸出靈敏度最高，因此以R2=1 MΩ，C1=0.5 nF作為模型2的定量參數(shù)值。

從表2中可以看出，在C1不變的情況下，R2的值越大，I-V電路的中心頻率越低、帶寬越窄。仿真結(jié)果與理論分析相符，減小反饋電阻、減小積分電容的值會(huì)使頻率特性向高頻延伸，可以提高測(cè)量系統(tǒng)的靈敏度，但同時(shí)電路的噪聲會(huì)增加，因此要合理選取積分電容和反饋電阻的值。在本文設(shè)計(jì)的前置電路中，選取R2=1 MΩ，C1=0.5 nF，可以使測(cè)量系統(tǒng)的靈敏度最高。

3 二級(jí)差分放大電路

將前置I-V變換電路輸出的2路電壓信號(hào)輸入到二級(jí)差分放大電路，輸出信號(hào)與傳感器電位變化無關(guān)，噪聲相互抵消，提高了電路的抗干擾能力。二級(jí)差分放大電路采用 AD620，增設(shè)1個(gè)外部電阻R4，在1～10 000倍的范圍內(nèi)設(shè)置增益，如式(3)所示：

(3)

式中：G為增益，無量綱量；R4為外部電阻，kΩ；R0為49.4 kΩ。

由于AD620的輸入阻抗高，導(dǎo)致輸入電壓對(duì)于偏置電流的敏感度高，在2個(gè)差分輸入端分別增加卸荷電阻R9和R10。二級(jí)差分放大電路原理如圖5所示。

圖5 二級(jí)差分放大電路原理圖

綜合考慮系統(tǒng)靈敏度和量程，且由于本系統(tǒng)的A/D轉(zhuǎn)換器為ARM內(nèi)置的12位AD，量程Umax為3.6 V，最小分辨率如式(4)所示：

(4)

由于電場(chǎng)傳感器獲得的微弱電流信號(hào)為pA級(jí)，放大至mV級(jí)后可滿足A/D轉(zhuǎn)換采樣。

4 偏置電路

A/D轉(zhuǎn)換有效電壓為0～3.3 V，放大信號(hào)幅值需要在其滿量程范圍內(nèi)。信號(hào)放大電路輸出信號(hào)為正弦信號(hào)，偏置電路作用是將信號(hào)放大電路輸出的耦合電壓沿Y軸向上平移。因此偏置電路通過調(diào)節(jié)R13將AD620的參考電壓端REF設(shè)置為1.6 V，然后再進(jìn)行有效的A/D轉(zhuǎn)換，其原理如圖6所示。

圖6 偏置電路原理圖

信號(hào)放大電路的整體原理如圖7所示。第一級(jí)是反比例積分電荷放大電路，采用的集成運(yùn)算放大器(OPA)是低噪聲的高性能電荷放大器TL072，將傳感器一對(duì)感應(yīng)電極輸出的電流信號(hào)分別轉(zhuǎn)換為放大的電壓信號(hào)，在同相輸入端接平衡電阻R3和R8，用來防止失調(diào)電壓的發(fā)生，減小輸入端的偏置電流，電阻值為R3，如式(5)所示：

圖7 信號(hào)放大電路原理圖

(5)

實(shí)驗(yàn)測(cè)試時(shí)發(fā)現(xiàn)第一級(jí)放大電路輸出的電壓會(huì)有1～2 V的直流偏移，為了濾除直流偏移，在第一級(jí)放大電路的輸出端加上10 μF的陶瓷電容C2和C4。

5 信號(hào)放大電路的性能測(cè)試

對(duì)三維電場(chǎng)傳感器Z軸感應(yīng)電極的輸出波形進(jìn)行測(cè)試。測(cè)試過程中，信號(hào)源由場(chǎng)磨式三維電場(chǎng)傳感器提供，感應(yīng)電極表面有微弱的電流通過直流電機(jī)帶動(dòng)屏蔽轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)交替產(chǎn)生，微弱電流信號(hào)通過測(cè)試放大電路后通過示波器觀察，波形如圖8所示。

圖8 傳感器Z軸感應(yīng)電極產(chǎn)生的波形

由圖8可知，Z軸感應(yīng)電極輸出信號(hào)的波形接近于正弦波，峰值大約為13 mV，頻率為240 Hz左右，放大效果較為理想，可有效的進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換。

6 結(jié)束語(yǔ)

由于場(chǎng)磨式三維電場(chǎng)傳感器產(chǎn)生的信號(hào)存在信噪比不足、零點(diǎn)漂移等現(xiàn)象，導(dǎo)致信號(hào)放大電路靈敏度不足，放大后產(chǎn)生的信號(hào)信噪比不足且存在零點(diǎn)漂移現(xiàn)象，無法進(jìn)行有效的A/D轉(zhuǎn)換。為了解決以上問題，研究了一種包含I-V積分變換電路、差分放大電路以及偏置電路的微弱信號(hào)放大電路。通過Multisim 12.0仿真對(duì)I-V積分變換電路中的反饋電阻與積分電容的參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化，優(yōu)化了電路的通頻帶的中心頻率和帶寬，提高了I-V積分變換電路的靈敏度，有效降低了噪聲對(duì)測(cè)量系統(tǒng)的干擾，提高了放大后信號(hào)的信噪比；設(shè)計(jì)了一種二級(jí)差分放大電路及偏置電路，滿足了信號(hào)的A/D轉(zhuǎn)換要求。將場(chǎng)磨式三維電場(chǎng)傳感器的輸出信號(hào)經(jīng)過設(shè)計(jì)的放大電路進(jìn)行實(shí)際測(cè)試，實(shí)驗(yàn)證明了本電路有效提高了信號(hào)放大電路的靈敏度和信噪比，同時(shí)提高了電路的抗干擾能力，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)電路的有效性。