殘差時(shí)間計(jì)數(shù)型InGaAs 脈沖頻率調(diào)制數(shù)字讀出電路研究

王緒泉，汪鴻祎，張永剛，黃松壘，方家熊

（1 中國科學(xué)院上海技術(shù)物理研究所傳感技術(shù)聯(lián)合國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，上海 200083）

（2 中國科學(xué)院上海技術(shù)物理研究所中國科學(xué)院紅外成像材料與器件重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，上海 200083）

（3 中國科學(xué)院大學(xué)，北京 100049）

0 引言

近紅外（Near-infrared，NIR）光譜分析技術(shù)具有快速、無損、高效率的特點(diǎn)，是物質(zhì)成分分析的重要手段［1-2］。近年來，便攜式微型光譜儀和光譜傳感物聯(lián)網(wǎng)的發(fā)展推動(dòng)了光譜分析技術(shù)向野外現(xiàn)場分析和在線檢測應(yīng)用拓展［2-6］，這對紅外光譜傳感器的動(dòng)態(tài)范圍和抗干擾能力等性能提出了更高的要求。與傳統(tǒng)模擬讀出方式相比，數(shù)字讀出電路通過在紅外焦平面的列級或像素級位置集成模數(shù)轉(zhuǎn)換器（Analog to Digital Converter，ADC），縮短了模擬信號通路，有益于增加信號傳輸?shù)目垢蓴_能力［7］。數(shù)字讀出電路是紅外焦平面片上數(shù)字信號處理的前提，是紅外智能傳感器發(fā)展的關(guān)鍵技術(shù)環(huán)節(jié)，根據(jù)應(yīng)用需求選擇集成不同的數(shù)字化結(jié)構(gòu)，可有效提升信號讀出質(zhì)量和焦平面性能。

脈沖頻率調(diào)制（Pulse Frequency Modulation，PFM）型數(shù)字讀出電路結(jié)構(gòu)，又被稱作電荷包計(jì)數(shù)型結(jié)構(gòu)，可以在一個(gè)積分周期內(nèi)對積分電容多次復(fù)位，將探測器的光電流轉(zhuǎn)化為數(shù)字脈沖［7-10］。由于光電流大小與產(chǎn)生的數(shù)字脈沖頻率成正比，因而可以使用積分時(shí)間內(nèi)的脈沖累加計(jì)數(shù)值作為數(shù)字碼值，實(shí)現(xiàn)探測器光電流的數(shù)字積分。傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的數(shù)字讀出電路，如單斜率型、逐次逼近性和過采樣型等，都是在對紅外探測器的光敏電流進(jìn)行模擬電壓積分，因此難以突破電壓擺幅和電容大小決定的“天花板”限制。PFM 結(jié)構(gòu)通過多次復(fù)位打破了常規(guī)讀出電路中積分電容和電源電壓決定的滿阱電荷容量限制，是一種實(shí)現(xiàn)超大動(dòng)態(tài)范圍焦平面信號數(shù)字讀出的可行技術(shù)方案。PFM 結(jié)構(gòu)較為簡單，除輸入級和比較器工作在模擬域，其余部分均工作在數(shù)字域，因此常被作為焦平面像素級數(shù)字化方案的選擇之一［7］。PFM 結(jié)構(gòu)的最小有效位（Least Significant Digit，LSB）取決于積分電容一次復(fù)位的最小電荷量。由于工藝限制，積分電容不可能做到無限小，因此最后一次復(fù)位后積分電容上的殘余電荷會(huì)引起轉(zhuǎn)換誤差［8］。為了進(jìn)一步提升轉(zhuǎn)換精度和動(dòng)態(tài)范圍，基于粗略轉(zhuǎn)換和精細(xì)轉(zhuǎn)換相結(jié)合的多種兩步式PFM 轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)被研究者提出和應(yīng)用［8-10］，通過兩種轉(zhuǎn)換方式相結(jié)合，強(qiáng)光下以粗略轉(zhuǎn)換為主擴(kuò)展動(dòng)態(tài)范圍，弱光下以精細(xì)轉(zhuǎn)換為主提取信號細(xì)節(jié)，可以進(jìn)一步滿足多場景的光譜應(yīng)用需求。此外，在對強(qiáng)光照環(huán)境下的探測器光電流進(jìn)行積分時(shí)，PFM 數(shù)字化結(jié)構(gòu)還存在轉(zhuǎn)換結(jié)果線性度較差等問題［8］。

短波紅外InGaAs 探測器多采用電容負(fù)反饋放大（Capacitance feedback Trans-Impedance Amplifier，CTIA）輸入級結(jié)構(gòu)［11］，目前關(guān)于CTIA 輸入級的PFM 數(shù)字讀出電路研究還相對較少。本文分析建立基于CTIA 輸入級的PFM 數(shù)字化結(jié)構(gòu)轉(zhuǎn)換模型，針對殘余電荷帶來的轉(zhuǎn)換誤差和復(fù)位遺失電荷引起的轉(zhuǎn)換非線性問題，進(jìn)一步設(shè)計(jì)了一種線列光譜組件的雙積分電容殘差時(shí)間計(jì)數(shù)型兩步式PFM 數(shù)字讀出電路，實(shí)現(xiàn)了16 位粗略轉(zhuǎn)換和最大16 位精細(xì)轉(zhuǎn)換融合，為短波紅外光譜組件的野外復(fù)雜場景應(yīng)用提供了一種大動(dòng)態(tài)范圍的數(shù)字讀出方案。

1 理論轉(zhuǎn)換模型

CTIA 輸入級PFM 數(shù)字讀出電路的結(jié)構(gòu)如圖1（a），單元電路主要包括CTIA 輸入級、比較器、復(fù)位電路、計(jì)數(shù)器和存儲器等。探測器的光生電流信號在CTIA 輸入級積分，當(dāng)積分電容負(fù)端電壓低于比較器參考電壓時(shí)，比較器輸出翻轉(zhuǎn)對積分電容快速放電復(fù)位，此過程周期形成一個(gè)脈沖信號作為ADC 的LSB。在信號積分周期內(nèi)，積分電容多次復(fù)位，通過計(jì)數(shù)器對脈沖個(gè)數(shù)的計(jì)數(shù)碼值表征探測器光電流的大小。

CTIA 輸入級PFM 數(shù)字化結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換過程主要存在兩個(gè)比較重要的非理想因素，一是最后一次脈沖復(fù)位后積分電容上存在的殘余電荷，由于該部分電荷未被納入量化，因而會(huì)引起轉(zhuǎn)換誤差；二是實(shí)際復(fù)位過程中，復(fù)位脈沖和復(fù)位電流會(huì)導(dǎo)致部分積分電荷遺失，分別對其展開討論。

首先分析積分電容殘余電荷帶來的影響，將電容的積分復(fù)位過程看作理想狀態(tài)，一個(gè)積分周期的總積分電荷可以表示為

式中，Qint表示積分電荷；N表示脈沖計(jì)數(shù)碼值，是光電流大小轉(zhuǎn)換后的數(shù)字表征；Q0表示積分電容在兩次復(fù)位之間的積分電荷量，其值由積分電容大小C和復(fù)位前后的電壓差ΔV決定；Qres表示積分電容上的殘余電荷，大小介于0 和Q0之間，可知?dú)堄嚯姾梢鸬恼`差最大為1 個(gè)LSB。由式（1）可得，積分電容殘余電荷帶來的轉(zhuǎn)換誤差?可以表示為

由式（2）可知，隨著N增大，?值不斷減小最終趨向于0，說明殘余電荷引起的誤差僅在小積分電流情況下比較明顯，隨著積分電流增大，殘余電荷的影響逐漸減弱。

對遺失電荷的分析需要著重關(guān)注電容積分復(fù)位過程的細(xì)節(jié)，因而將總積分電荷表示為

式中，Q′0表示電容在兩次復(fù)位之間的有效積分電荷量；Qr表示單次復(fù)位過程中的遺失電荷，Qrst為總的遺失電荷。由以上分析可知，在大積分電流情況下，殘余電荷Qres引起的轉(zhuǎn)換誤差可以忽略。采用注入電流與積分時(shí)間的乘積表示電荷量，則式（3）可表示為

式中，Ttotal代表總的積分時(shí)間，I為實(shí)際積分電流，Trst為復(fù)位脈沖的寬度，由比較器反轉(zhuǎn)速度和整形電路的延遲時(shí)間共同決定。對式（4）進(jìn)行變換，可得轉(zhuǎn)換后的數(shù)字化碼值N為

Ttotal、Trst、C在特定的電路參數(shù)和應(yīng)用環(huán)境下為常量，著重分析I和ΔV的非理想變化趨勢。因?yàn)镻FM結(jié)構(gòu)留給積分電容的復(fù)位時(shí)間極短，復(fù)位結(jié)束時(shí)電容上的復(fù)位電流Irst不會(huì)立即消失，由電路知Irst與探測器電流Id反向，故積分電流并非在所有時(shí)刻都與探測器電流相等，其與時(shí)間的函數(shù)關(guān)系可表示為

式中，τ為CTIA 電路復(fù)位時(shí)的響應(yīng)時(shí)間常數(shù)，與CTIA 運(yùn)放、探測器電容、復(fù)位開關(guān)和負(fù)載等有關(guān)。進(jìn)而可推出ΔV的函數(shù)關(guān)系式為

由式（7）可知，在非理想條件下，由于復(fù)位電流的影響，運(yùn)放輸出端信號如圖2，在復(fù)位過程（階段1）結(jié)束后先非線性上升（階段2）再線性下降（階段3）。此外，ΔV還會(huì)受到偏置電壓Vref和Vcm引入的噪聲影響，因此在實(shí)際應(yīng)用中需要盡量為這個(gè)兩個(gè)偏置電壓選擇高精度、高穩(wěn)定性的解決方案。由于ΔV和I均受到復(fù)位電流的影響，為了簡化數(shù)學(xué)模型，使用指數(shù)因子p表征復(fù)位電流引入的非理想因素，將N表示為

圖2 CTIA 輸入級PFM 數(shù)字讀出電路的非理想復(fù)位Fig.2 The non-ideal reset of pulse frequency modulation digital readout circuit with CTIA input stage

式中，N與積分電流I成典型對數(shù)關(guān)系，而理想轉(zhuǎn)換值與I成線性關(guān)系，故在強(qiáng)光照條件下，隨積分電流I增大，轉(zhuǎn)換值N線性度逐漸惡化。在同樣的應(yīng)用場景下，一個(gè)較小的積分電容有較高的轉(zhuǎn)換精度，與之同時(shí)會(huì)導(dǎo)致更多的“積分-復(fù)位”循環(huán)，因而常規(guī)PFM 結(jié)構(gòu)需要在轉(zhuǎn)換精度和轉(zhuǎn)換線性度之間進(jìn)行設(shè)計(jì)折衷。

2 電路設(shè)計(jì)與驗(yàn)證

短波紅外InGaAs 探測器在常溫下的響應(yīng)波長可達(dá)1.7 μm，通過調(diào)節(jié)銦的組分可以將截止波長擴(kuò)展到2.5 μm。由于所探測的波段含有豐富的光譜特征信息，InGaAs 探測器被廣泛應(yīng)用于近紅外光譜分析設(shè)備之中。以目前短波紅外光譜傳感物聯(lián)網(wǎng)中微型光譜儀常采用的256×1 線列光譜組件為例［3-5］，為了提高能量利用效率，256 個(gè)50 μm×500 μm 長條形光敏元呈“一字型”排列，響應(yīng)波段0.9～1.7 μm，峰值探測率≥1.0×1012cm·Hz1/2/W。根據(jù)探測器的R0A因子估算得出探測器零偏微分電阻約4 GΩ，探測器電容約10 pF，光電流輸出約在nA 到μA 量級?；谏鲜鎏綔y器條件，針對256×1 線列光譜組件開展了雙積分電容殘差時(shí)間計(jì)數(shù)型兩步式PFM 數(shù)字讀出電路的設(shè)計(jì)和仿真驗(yàn)證。

2.1 單元電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

基于第1 節(jié)分析，可知當(dāng)脈沖計(jì)數(shù)值較小時(shí)，CTIA 輸入級PFM 結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換誤差主要由殘余電荷引起；隨著注入電流增大，遺失電荷成為導(dǎo)致轉(zhuǎn)換非線性的主要原因。針對CTIA 輸入級設(shè)計(jì)了兩步式PFM 數(shù)字讀出電路單元，對殘余電荷和遺失電荷引起的轉(zhuǎn)換誤差進(jìn)行改善，其結(jié)構(gòu)如圖1（b）。

針對殘余電荷引起的誤差，采用脈沖計(jì)數(shù)粗量化加時(shí)間計(jì)數(shù)精細(xì)量化校正的兩步式轉(zhuǎn)換方法予以改善。如圖3，在常規(guī)積分時(shí)間結(jié)束后，繼續(xù)積分過程直至產(chǎn)生一次額外脈沖，采用高速時(shí)鐘對INT 信號下降沿和脈沖上升沿之間的時(shí)間計(jì)數(shù)，殘差時(shí)間計(jì)數(shù)值作為精細(xì)量化結(jié)果與脈沖計(jì)數(shù)值進(jìn)行融合得到最終數(shù)字碼值［9］

圖3 殘差時(shí)間計(jì)數(shù)型兩步式PFM 數(shù)字讀出電路時(shí)序圖Fig.3 The timing diagram of two-step residual-time-counting pulse frequency modulation digital readout circuit

式中，Tc為從粗略轉(zhuǎn)換時(shí)間，即INT 高電平時(shí)間，N為粗略轉(zhuǎn)換碼值，n為精細(xì)轉(zhuǎn)換碼值，f為時(shí)鐘頻率，Tc+n f為總積分時(shí)間。

為了改善遺失電荷導(dǎo)致的轉(zhuǎn)換非線性，最直接的措施就是減少復(fù)位次數(shù)。如圖1（b）所示，電路采用50 fF（Cmin）和1 pF（Cmin+Cmax）兩檔積分電容。在弱光模式下使用小積分電容提升轉(zhuǎn)換精度，在強(qiáng)光模式下使用大積分電容控制“積分-復(fù)位”次數(shù)，保證焦平面在強(qiáng)弱光環(huán)境下均有較好的線性度。與此同時(shí)，殘差時(shí)間計(jì)數(shù)型兩步式結(jié)構(gòu)可以保證在采用大積分電容情況下仍有較高的分辨率性能。

2.2 電路實(shí)現(xiàn)與仿真驗(yàn)證

256×1 線列光譜組件的封裝方案為兩條128×1 電路在光敏芯片上下布局，通過引線互聯(lián)叉指讀出。電路采用0.18 μm CMOS 1P6M 模數(shù)混合工藝設(shè)計(jì)，其中模擬部分采用3.3 V 電源電壓，數(shù)字部分采用1.8 V 電源電壓。CTIA 部分采用常規(guī)的套筒式共源共柵結(jié)構(gòu)運(yùn)放，比較器是模擬部分的關(guān)鍵模塊，采用了經(jīng)典的自偏置互補(bǔ)差分比較器結(jié)構(gòu)，如圖4 所示。采用多級反相器級聯(lián)進(jìn)行脈沖整形。單元電路的數(shù)字部分和整體ALU 部分采用RTL 級硬件描述性語言設(shè)計(jì)，經(jīng)過綜合、自動(dòng)布局布線后完成與模擬部分的版圖集成。電路包括脈沖計(jì)數(shù)粗略轉(zhuǎn)換精度16 bit 和殘差時(shí)間計(jì)數(shù)精細(xì)轉(zhuǎn)換精度最大16 bit，在VREF為2.5 V，Vcm為1.25 V情況下，采用50 fF 和1 pF 工作的理論滿阱容量可達(dá)25.6 Ge-和512 Ge-。

圖4 自偏置差分比較器電路圖Fig.4 The circuit diagram of complementary self-biased differential comparator

針對短波紅外光譜組件應(yīng)用，在探測器零偏微分電阻4 GΩ，探測器電容10 pF 的條件下，使用傳輸門作為復(fù)位開關(guān)，對圖1（b）所示兩步式PFM 數(shù)字讀出結(jié)構(gòu)進(jìn)行仿真。其中，比較器輸出脈沖經(jīng)多級反相器整形后控制傳輸門開啟，對積分電容兩極短路完成放電，仿真結(jié)果顯示脈沖寬度約1 ns。在INT 高電平時(shí)間設(shè)置為3 ms，時(shí)鐘頻率1 MHz 的情況下，結(jié)果如圖5、圖5（a）為理想情況下理論計(jì)算值與實(shí)際電路仿真轉(zhuǎn)換碼值對比。相比理想狀態(tài)下的線性轉(zhuǎn)換結(jié)果，實(shí)際轉(zhuǎn)換值因?yàn)閺?fù)位遺失電荷的影響呈現(xiàn)出非常典型的對數(shù)特性，與理論分析相符。圖5（b）重點(diǎn)關(guān)注小積分電流情況下粗略轉(zhuǎn)換和兩步式精細(xì)轉(zhuǎn)換融合后的結(jié)果對比，可以看到精細(xì)時(shí)間計(jì)數(shù)對于積分電容殘余電荷引起的轉(zhuǎn)換誤差有較為明顯的改善作用。針對常規(guī)PFM 結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換精度和轉(zhuǎn)換線性度矛盾，采用兩檔積分電容予以改善，效果如圖5（c），在大積分電流時(shí)分別使用小積分電容和大積分電容，轉(zhuǎn)換值非線性度分別是0.62%和0.06%，線性度得到了顯著提升。根據(jù)室溫條件下1.7 μm 常規(guī)InGaAs 探測器的典型暗電流密度，計(jì)算得到50 μm×500 μm 光譜組件的典型暗電流約為百pA 量級，采用所提出的兩步式脈沖頻率調(diào)制數(shù)字讀出電路，仿真結(jié)果表明，從ADC 量化角度，可實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)大于100 dB 的大動(dòng)態(tài)范圍光電流轉(zhuǎn)換。同時(shí)，該數(shù)字讀出電路可以兼容小光敏元探測器應(yīng)用，通過提高精細(xì)時(shí)間計(jì)數(shù)的時(shí)鐘頻率，可以進(jìn)一步提高精細(xì)轉(zhuǎn)換的分辨率性能。

圖5 殘差時(shí)間計(jì)數(shù)型兩步式PFM 數(shù)字讀出電路仿真結(jié)果Fig.5 The simulation results of two-step residual-time-counting pulse frequency modulation digital readout circuit

所設(shè)計(jì)的殘差時(shí)間計(jì)數(shù)型PFM 數(shù)字讀出單元的電路版圖如圖6，尺寸約為90 μm×200 μm。形成的兩個(gè)128×1 陣列單元中心距100 μm，尺寸約為15 mm×2.7 mm，256×1 光譜組件峰值功耗小于20 mW。通過對各模塊分別進(jìn)行功耗分析，發(fā)現(xiàn)主要功耗來自于比較器工作時(shí)的高速翻轉(zhuǎn)。當(dāng)光強(qiáng)固定時(shí)，比較器翻轉(zhuǎn)的頻率也是相對固定的，考慮到實(shí)際應(yīng)用中的積分時(shí)間極短，一般將光注入電流看做定值。因此，可以在下一步的設(shè)計(jì)改進(jìn)中嘗試改變電路結(jié)構(gòu)，通過對少數(shù)幾次比較器翻轉(zhuǎn)產(chǎn)生的脈沖進(jìn)行頻率測量，來避免比較器長時(shí)間多次翻轉(zhuǎn)引起的功率消耗，進(jìn)一步滿足短波紅外焦平面光譜組件野外應(yīng)用的低功耗需求。

圖6 殘差時(shí)間計(jì)數(shù)型兩步式PFM 數(shù)字讀出電路單元版圖Fig.6 The unit layout of two-step residual-time-counting pulse frequency modulation digital readout circuit

3 結(jié)論

建立CTIA 輸入級的PFM 結(jié)構(gòu)理論模型，分析積分電容殘余電荷和復(fù)位遺失電荷引起的轉(zhuǎn)換誤差和線性度問題。提出了雙積分電容殘差時(shí)間計(jì)數(shù)型兩步式轉(zhuǎn)換方案，基于0.18 μm CMOS 工藝設(shè)計(jì)了針對256×1 線列InGaAs 光譜組件的CTIA 輸入級PFM 數(shù)字讀出電路，對殘余電荷和復(fù)位遺失電荷引起的轉(zhuǎn)換誤差和線性度問題予以改善，仿真結(jié)果表明，該電路實(shí)現(xiàn)了16 位脈沖計(jì)數(shù)粗略轉(zhuǎn)換和最大16 位殘差時(shí)間計(jì)數(shù)精細(xì)轉(zhuǎn)換相融合，為紅外焦平面的野外復(fù)雜場景光譜應(yīng)用提供了一種大動(dòng)態(tài)范圍數(shù)字讀出方案。由于該電路結(jié)構(gòu)在面陣焦平面的應(yīng)用中會(huì)受到版圖尺寸和功耗限制，后續(xù)設(shè)計(jì)中可以改用更小線寬的工藝制程，并進(jìn)一步在電路結(jié)構(gòu)和參數(shù)方面進(jìn)行優(yōu)化調(diào)整。