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    Buck-Boost變換器工作模式及控制策略的研究

    2022-06-01 09:34:58劉亞強(qiáng)王祖良張善文
    宇航計(jì)測(cè)技術(shù) 2022年2期
    關(guān)鍵詞:暫態(tài)過(guò)程負(fù)載電阻暫態(tài)

    張 婷,劉亞強(qiáng),王祖良,張善文

    (1.西京學(xué)院信息工程學(xué)院,西安 710123;2.北京安達(dá)維爾科技股份有限公司,北京 101300)

    1 引 言

    DC-DC開關(guān)變換器具有直流到直流變換、電源極性反轉(zhuǎn)以及對(duì)輸入電源的升降壓等功能,作為電力電子中的重要組成部分,因其簡(jiǎn)單的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、低成本等優(yōu)勢(shì)在可再生能源、電力等工業(yè)場(chǎng)合中得到普及。通常DC-DC變換器在滿載時(shí),工作于連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM),當(dāng)系統(tǒng)輸出負(fù)載從滿載變到空載的過(guò)程中,系統(tǒng)的工作模式將會(huì)發(fā)生相應(yīng)的變化,可能為不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)。由于Buck-Boost變換器市場(chǎng)需求量逐漸增大,Buck-Boost變換器的控制算法也成為一個(gè)研究熱點(diǎn)。本文分析了Buck-Boost變換器的工作過(guò)程和其對(duì)應(yīng)的工作模式,變換器工作在CCM時(shí),可能工作在完全電感供能模式(CISM)或不完全電感供能模式(IISM),工作在DCM 時(shí),只能工作在IISM。針對(duì)CCM-CISM和DCM-IISM分別提出了對(duì)應(yīng)的控制策略,系統(tǒng)可自動(dòng)判別電路的工作模式,并采取對(duì)應(yīng)的控制策略,實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的快速調(diào)節(jié)。

    2 Buck-Boost變換器穩(wěn)態(tài)控制策略

    采樣Buck-Boost變換器主電路如圖1所示。

    圖1 Buck-Boost變換器主電路圖Fig.1 Main circuit diagram of Buck-Boost converter

    從公式(3)可以看出,開關(guān)頻率f和輸入電壓U具有正比例關(guān)系??紤]到開關(guān)管的損耗問(wèn)題,通常情況下,最大開關(guān)頻率f在40kHz和150kHz之間,則有

    式中:U——最大輸入電壓。輸出紋波電壓ΔU與負(fù)載電阻R和輸入電壓U之間滿足

    從公式(5)可以看出,ΔU和負(fù)載電阻R、輸入電壓U成反比例關(guān)系,則有

    式中:ΔU——最大輸出紋波電壓;R——最小負(fù)載電阻;U——最小輸入電壓;μ——功率補(bǔ)償因數(shù)。考慮受到電容器高頻特性等的影響,μ可在2~4之間取值。

    3 變換器暫態(tài)控制策略

    Buck-Boost DC-DC變換器的負(fù)載發(fā)生變化,即工作在暫態(tài)時(shí),此時(shí)如果繼續(xù)采用公式(2)的控制策略,將導(dǎo)致電路工作過(guò)程和控制策略不一致的問(wèn)題,即電路暫態(tài)工作過(guò)程還沒(méi)有結(jié)束,控制策略就采用了穩(wěn)態(tài)控制方法。因此,變換器工作在暫態(tài)時(shí),需有一個(gè)過(guò)渡狀態(tài),過(guò)渡過(guò)程應(yīng)同時(shí)考慮電感、電容充放電平衡,共同決定開關(guān)S的導(dǎo)通或關(guān)斷時(shí)間,即暫態(tài)控制策略。

    3.1 負(fù)載電流增加暫態(tài)分析

    圖2 負(fù)載電流增大電感電流波形Fig.2 Inductance current waveform when load current surges

    負(fù)載電流增加時(shí),暫態(tài)過(guò)程存在一個(gè)最大的電感電流,因此在計(jì)算參數(shù)時(shí)應(yīng)考慮此因素,并采取對(duì)應(yīng)的保護(hù)措施。

    3.2 負(fù)載電流下降暫態(tài)分析

    圖3 CCM-CISM 負(fù)載電流減少電感電流波形Fig.3 Inductance current waveform when load current drops working in CCM-CISM

    電感電流下降到最小值(最小值為0)時(shí),電路工作在DCM-ICSM。當(dāng)I=I時(shí),電容開始放電,提供負(fù)載能量。當(dāng)輸出電壓U=U時(shí),開關(guān)導(dǎo)通,電容繼續(xù)放電。電感電流波形如圖4所示。

    圖4 DCM-ICSM 負(fù)載電流減小電感電流波形Fig.4 Inductance current waveform when load current drops working in DCM-CISM

    從圖4可以看出,暫態(tài)過(guò)程輸出電壓和電感電流共同決定開關(guān)動(dòng)作,控制策略為

    變換器負(fù)載產(chǎn)生變化時(shí),電路進(jìn)入暫態(tài)過(guò)程,此過(guò)程開關(guān)在導(dǎo)通與關(guān)斷時(shí),其斜率保持不變,但開關(guān)頻率會(huì)發(fā)生變化,暫態(tài)時(shí)間至少為一個(gè)滯環(huán)電流控制周期,根據(jù)電路工作過(guò)程可以進(jìn)行精確計(jì)算。

    4 仿真結(jié)果

    變換器設(shè)計(jì)參數(shù):U=24 V±6 V,U=24 V,負(fù)載電阻R可取48Ω、60Ω和240Ω,負(fù)載電流在100 mA~500 mA之間變化,開關(guān)頻率f=100 kHz,取ΔI=100 mA。根據(jù)公式(4)、(5)、(6)可得,L>1320μH,C>168μF??紤]在負(fù)載電流增大時(shí)存在最大電感電流,最終取設(shè)計(jì)參數(shù)為L(zhǎng)=2.2 mH,C=300μF,μ=2。在Simulink中仿真電路,驗(yàn)證不同模式下控制策略的效果。

    4.1 穩(wěn)態(tài)過(guò)程仿真結(jié)果

    輸入電壓U=28 V,負(fù)載電阻分別取48Ω和240Ω時(shí)的輸出電壓波形如圖5所示。

    圖5 輸出電壓波形Fig.5 Output voltage waveforms

    從圖5可以看出,變換器負(fù)載分別為48Ω和240Ω時(shí),輸出電壓均穩(wěn)定在額定輸出電壓24 V,實(shí)現(xiàn)了降壓穩(wěn)壓功能。當(dāng)負(fù)載電阻為48Ω 時(shí),輸出紋波電壓約為0.01 V,負(fù)載電阻為240Ω時(shí),輸出紋波電壓約為0.002 V,負(fù)載電阻越大輸出紋波電壓越小,兩者之間具有反比例關(guān)系,驗(yàn)證了理論的正確性。

    4.2 暫態(tài)過(guò)程仿真結(jié)果

    當(dāng)輸入電壓U=28 V,負(fù)載電阻由48Ω變化為240Ω和由240Ω變化到48Ω過(guò)程中,電感電流及輸出電壓變化過(guò)程如圖6所示,圖7(a)、7(b)分別為DCM-ISIM和CCM-CSIM下變換器的波形。

    圖6 RL 在240Ω 和48Ω之間切換時(shí)電感電流和輸出電壓波形Fig.6 Waveforms of inductance current and output voltage of RL when switching between 240Ω and 48Ω

    圖7 電感波形和輸出電壓波形Fig.7 Waveforms of inductance current and output voltage

    從圖6可以看出,變換器負(fù)載變化時(shí),電感電流和輸出電壓同步進(jìn)行調(diào)節(jié),負(fù)載電阻由48Ω變化到240Ω產(chǎn)生上沖電壓,由240Ω變化到48Ω產(chǎn)生下沖電壓。負(fù)載電流變換范圍較大過(guò)程中,當(dāng)負(fù)載電流減少時(shí),電感電流在一段時(shí)間內(nèi)為0,電路工作在DCM-ISIM,電流增大時(shí)電路工作在CCM-CSIM。

    從圖7(a)可以看出,負(fù)載電流減小過(guò)程中,平均電感電流由0.93 A變換為0.19 A,產(chǎn)生上沖電壓,暫態(tài)過(guò)程電路工作在DCM-IISM,暫態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間約為360μs。從圖7(b)可以看出,負(fù)載電流增大過(guò)程中,平均電感電流由0.19 A變換為0.93 A,產(chǎn)生下沖電壓,暫態(tài)過(guò)程電路工作在CCM-CISM,調(diào)節(jié)時(shí)間約為200μs。

    當(dāng)輸入電壓U=28 V,負(fù)載電阻由48Ω變化為60Ω和由60Ω變化到48Ω過(guò)程中,電感電流增大和減小時(shí)電路均工作在CCM-CSIM,此過(guò)程電感電流、輸出電壓波形如圖8所示。圖9(a)、9(b)分別為負(fù)載電流減少和增大時(shí)對(duì)應(yīng)的波形。

    圖8 RL 在48Ω 和60Ω之間切換時(shí)電感電流和輸出電壓波形Fig.8 Waveforms of inductance current and output voltage of RL when switching between 48Ω and 60Ω

    圖9 電感波形和輸出電壓波形Fig.9 Waveforms of inductance current and output voltage

    從圖8可以看出,變換器負(fù)載電流變化范圍較小時(shí),電感電流和輸出電壓同步進(jìn)行調(diào)節(jié),負(fù)載電阻由48Ω變化為60Ω產(chǎn)生上沖電壓,由60Ω變化到48Ω產(chǎn)生下沖電壓,電感電流始終大于0,電路均工作在CCM-CISM。

    從圖9(a)可以看出,負(fù)載電流減小過(guò)程中,平均電感電流由0.93 A變換為0.74 A,產(chǎn)生上沖電壓,暫態(tài)過(guò)程電路工作在CCM-CISM,暫態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間約為100μs。從圖9(b)可以看出,負(fù)載電流增大,平均電感電流由0.74 A變換為0.93 A,產(chǎn)生下沖電壓,暫態(tài)過(guò)程電路也工作在CCM-CISM,工作模式保持不變,暫態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間約為100μs。

    5 結(jié)束語(yǔ)

    本文對(duì)Buck-Boost變換器的工作過(guò)程和對(duì)應(yīng)的工作模式進(jìn)行了詳細(xì)分析,針對(duì)CCM-CISM 和DCM-IISM分別提出了對(duì)應(yīng)的控制策略,穩(wěn)態(tài)過(guò)程電路工作在CCM-CISM,將實(shí)時(shí)電感電流和閾值進(jìn)行比對(duì),暫態(tài)過(guò)程根據(jù)負(fù)載變化情況,電路可以工作在CCM-CISM和DCM-IISM,控制策略加入了電容充放電平衡這一限制條件,提出的控制策略可自動(dòng)判別變換器負(fù)載的變化情況。從仿真結(jié)果可以看出,變換器的穩(wěn)態(tài)性能保持較理想,輸出紋波電壓較小,暫態(tài)過(guò)程恢復(fù)速度、超調(diào)量等性能較好,實(shí)現(xiàn)了對(duì)輸出電壓的快速調(diào)節(jié)功能。表明了該方法具有較好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能,驗(yàn)證了理論的正確性與可行性。

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