一種寬帶聲表面波濾波器的設計

陳曉陽，王永安，袁 燕，曹 玉(1.北京無線電測量研究所,北京 100854；.北京航天微電科技有限公司,北京 100854)

0 引言

隨著信號處理技術的發(fā)展，信道容量和傳輸速率也迅速發(fā)展，因而迫切需要寬帶低損耗濾波器對信號進行處理。目前常用的低損耗聲表面波(SAW)濾波器帶寬較窄，難以滿足現(xiàn)代信號技術的要求，迫切需要寬帶低損耗的SAW濾波器。

本文基于15°YX-LiNbO3壓電基片，采用銅(Cu)電極設計了一種-1 dB相對帶寬約13%的SAW濾波器，并取得了較好的效果。

1 基本原理

SAW濾波器能實現(xiàn)的最大帶寬由壓電材料的機電耦合系數(shù)決定，制作寬帶器件一般采用機電耦合系數(shù)較大的LiNbO3材料。常用的41°/64°Y-切LiNbO3材料的漏波機電耦合系數(shù)分別為17%和11%，設計的低損耗濾波器相對帶寬很難大于10%。在傳播過程中，這兩種壓電材料激發(fā)的漏波不斷向基片內輻射能量，傳播損耗較大，濾波器很難獲得較小的插入損耗。

在機電耦合系數(shù)大的LiNbO3壓電材料上采用大膜厚重金屬電極降低聲速，當聲速低于慢切變波的速度時，不再向基片內輻射能量，因此可用于制作極低損耗的SAW濾波器,也可在LiNbO3材料上尋找合適的模式和切向，采用重金屬電極，以實現(xiàn)更大的帶寬。Hashimoto教授等[1]用Cu制作叉指換能器電極，并在15°YX-LiNbO3壓電材料上制作了Love波寬帶低損耗SAW濾波器。Cu具有較高的電導率和密度，價格合適，適用于制作寬帶濾波器叉指電極的材料。

分別計算不同切向角下LiNbO3材料制作大膜厚Cu電極的機電耦合系數(shù)，如圖1所示。由圖可知，切向為0°～20°時，機電耦合系數(shù)從36%降到21%，切向越小，機電耦合系數(shù)越高。因此，若要設計相對帶寬大的濾波器，則需選取切向小的LiNbO3材料。各切向LiNbO3激發(fā)Love波的機電耦合系數(shù)比漏波的機電耦合系數(shù)大，可設計出相對帶寬較大的SAW濾波器。

圖1 不同切向下LiNbO3的機電耦合系數(shù)

2 瑞利波和橫向模式抑制

2.1 瑞利波抑制

在LiNbO3材料上制作大膜厚的Cu叉指電極，不僅存在Love波模式，還會激發(fā)較大強度的瑞利波。不同切向角下LiNbO3諧振器的頻率響應如圖2所示。由圖可看出，15°YX-LiNbO3的瑞利波激發(fā)強度最小。

在15°YX-LiNbO3材料上采用不同相對膜厚Cu電極諧振器的頻率響應如圖3所示。由圖可看出，在相對膜厚為10%時，瑞利波激發(fā)的強度最小。因此，在15°YX-LiNbO3材料上采用特定相對膜厚(10%)的Cu電極能有效減小瑞利波的激發(fā)強度。

圖3 15°YX-LiNbO3不同相對膜厚Cu電極下諧振器的頻率響應

2.2 橫向模式抑制

在LiNbO3材料上研制超寬帶SAW濾波器，由于采用重金屬電極材料等因素，降低了換能區(qū)域的聲速。由于換能區(qū)域、間隙、假指、匯流條不同區(qū)域的聲速不同，會存在橫向寄生模式[2]，如圖4所示。

圖4 15°YX-LiNbO3的橫向模式

由圖4可看出，瑞利波會導致寬帶濾波器通帶內存在一個“尖刺”狀波動，而橫向模式導致通帶內存在相對較小的“碎波動”，進而使濾波器存在較大的通帶波動。

在石英SAW諧振器中橫向模式廣泛存在，早期為抑制橫向模式，通常采用兩種方法：

1) 減小諧振器孔徑。

2) 諧振器中換能器進行切趾加權。

近年來，也有采用Piston設計抑制橫向模式[3]。Piston設計是在相鄰的兩根指條末端設置“Piston區(qū)域”，Piston區(qū)域設置比換能區(qū)域更大的膜厚，使得Piston區(qū)域的聲速比換能區(qū)域的聲速更低。

單純減小諧振器的孔徑會引起較大的衍射效應，現(xiàn)在大多采用換能器加權或Piston模式減小橫向模式。

3 器件的設計

考慮到插入損耗和阻帶抑制要求，寬帶SAW濾波器采用4串3并(7個諧振器)的阻抗元結構。串聯(lián)諧振器采用兩種不同諧振器(Zs1和Zs2)設計，并聯(lián)諧振器采用相同諧振器(Zp)設計，如圖5所示。

圖5 阻抗元濾波器的結構示意圖

綜上所述，設置串、并聯(lián)諧振器不同的膜厚[4]，保持每個諧振器的相對膜厚約為10%，激發(fā)的瑞利波強度都較小，這樣需要進行套刻工藝制作不同區(qū)域的金屬電極。

瑞利波的頻率隨膜厚變化較慢，Love波頻率變化較瑞利波頻率變化快。因此，在相同膜厚下，設計串、并聯(lián)諧振的瑞利波頻率分別位于高端過渡帶和低端過渡帶的位置，避免了諧振器激發(fā)的瑞利波落在通帶上，引起通帶產(chǎn)生“尖刺”波動。如此在相對帶寬有限縮減的同時，單一膜厚及工藝下濾波器可獲得較小的通帶波動。

為了減小工藝難度，采用諧振器中換能器切趾加權，而不是Piston設計來減小濾波器的橫向模式。

換能器的切趾加權采用正弦(Sin)函數(shù)加權，采用“條帶法”進行諧振器導納計算。以換能器中間指為基準，將n根指條的換能器孔徑劃分成m個條帶，m=(n+1)/2(n為奇數(shù))或m=n/2(n為偶數(shù))，每個條帶的指根數(shù)為2j-1(j為條帶的位置),如圖6所示。同樣將諧振器兩邊的反射器劃分為相同的m個條帶，采用“條帶法”可有效計算出各條帶中換能器和反射器的P矩陣，從而計算出諧振器各條帶的導納Yj。整個諧振器的導納Y是各條帶導納的并聯(lián)，即：

(1)

圖6 切趾IDT的條帶劃分示意圖

整個設計過程中，加權諧振器的導納計算是占用時間最長的步驟。

采用COM模型對器件進行仿真，COM參數(shù)根據(jù)無限周期結構的導納提取。設置每個諧振器中換能器的指根數(shù)、孔徑、周期長度和反射器指根數(shù)作為設計變量，共有3種不同的諧振器，12個變量。采用非線性優(yōu)化算法進行濾波器結構的優(yōu)化。設置設計變量的上限和下限、初始的結構參數(shù)數(shù)值和優(yōu)化的目標函數(shù)。在目標函數(shù)中對損耗、帶寬及帶外抑制等指標賦予不同的權重，進行諧振器結構參數(shù)的優(yōu)化，同時輸出每次優(yōu)化的結構參數(shù)隨時調用。

采用以上設計方法，我們基于Cu電極在15°YX-LiNbO3壓電基片上采用單一膜厚進行瑞利波抑制和切趾加權設計，研制了一款頻率為760 MHz、-1 dB帶寬95 MHz、-3 dB帶寬113 MHz、插損0.8 dB的SAW濾波器，抑制瑞利波前后濾波器仿真頻響曲線如圖7所示。

圖7 抑制瑞利波前后濾波器的仿真頻響曲線

由圖7可看出，瑞利波抑制前，濾波器通帶存在1個4 dB和1個25 dB的“尖刺”狀波動。抑制瑞利波激發(fā)后，“尖刺”狀波動消失，通帶特性得到改善。

4 測試結果與分析

根據(jù)多次優(yōu)化后得到結構參數(shù)。在15°YX- LiNbO3基片上，采用Cu電極材料制作了器件。為了增加Cu和基底間的附著力，首先在基片上制作一層5 nm的Ti作為緩沖層。圖8為本文實際制作器件的測試頻響圖。

圖8 制作器件的測試頻響圖

由圖8可知，器件實測標稱頻率為760 MHz，插入損耗為1.23 dB，通帶波動為0.5 dB。-1 dB帶寬為101 MHz，相對帶寬達13.3%；-3 dB帶寬為116 MHz，相對帶寬達15.3%；-30 dB帶寬為174 MHz，帶外抑制大于30 dB。器件封裝尺寸為3 mm×3 mm×1.3 mm。 由圖8還可知，通帶內的“碎波動”約為0.5 dB，橫向模式抑制較理想，切趾加權的設計有效地優(yōu)化了濾波器的通帶特性。比較仿真結果和實際測試結果可知，插入損耗偏差為0.4 dB，其原因：

1) Ti的電導率較Cu小，叉指指條的損耗較設計值偏大。

2) 為了保證鍵合強度，諧振器的壓焊電極和匯流條電極寬度較大，從而引入了較大的電阻損耗。

5 結束語

寬帶SAW濾波器的設計難點是瑞利波和橫向模式的抑制。比較器件的仿真參數(shù)和實際測試結果，驗證了本文采用的COM模型和COM參數(shù)是較精確的，后續(xù)重點工作是在多層薄膜結構中設計寬帶SAW濾波器，以獲得更好的溫度特性。