一種基于130 nm CMOS 工藝的K 波段上/下雙向混頻器*

趙玉楠，潘俊仁，彭堯，何進，王豪，常勝，黃啟俊

(武漢大學 物理科學與技術(shù)學院，湖北 武漢 430072)

0 引言

隨著汽車工業(yè)快速地發(fā)展，駕駛員迫切需要先進的駕駛輔助系統(tǒng)(Advanced Driver-Assistance System，ADAS)來提高道路交通的安全性[1-2]。毫米波雷達傳感器作為先進駕駛輔助系統(tǒng)的重要模塊，具有高空間分辨率、低大氣衰減等特點，近年來受到了廣泛的關(guān)注[3-7]。目前，汽車雷達傳感器主要采用兩個毫米波段，一個是K 波段的24 GHz，用于盲點檢測和防撞等短程應用；另一個是E 波段的77 GHz，用于自適應巡航控制等遠程雷達通信。由于CMOS 工藝具有開關(guān)速度快、成本低、集成度高等優(yōu)點，為了滿足日益增長的市場需求，基于CMOS工藝的K 波段收發(fā)機得到了廣泛的研究和開發(fā)[8-13]。傳統(tǒng)無線收發(fā)機的收發(fā)支路一般采用分開設(shè)計的方式。作為收發(fā)支路中的關(guān)鍵組成部分，下變頻混頻器在接收支路中，將低噪放大器放大后的射頻信號下變頻為中頻信號；而上變頻混頻器則在發(fā)射支路中，將基帶信號上變頻為射頻信號。相對來說，這種收發(fā)支路分開設(shè)計的方式將占用更大的芯片面積，消耗更多的功耗，增加系統(tǒng)的復雜度，對小型化、低功耗、低成本的芯片設(shè)計較為不利。雖然單個無源混頻器可以實現(xiàn)上/下雙向變頻功能，但是它們有轉(zhuǎn)換損耗，并且需要較高的本振驅(qū)動[14]，從而導致系統(tǒng)功耗顯著增加。

本文基于130 nm RF CMOS 工藝，設(shè)計了一種可實現(xiàn)上/下雙向變頻功能的K 波段混頻器。創(chuàng)新地通過同一核心電路實現(xiàn)了上變頻與下變頻的混頻功能，同時在保證混頻器有較好性能的前提下，節(jié)省了射頻接收機芯片面積。

1 上/下雙向混頻器電路原理圖及設(shè)計思路

K 波段上/下雙向變頻混頻器的電路原理圖如圖1所示。該雙向混頻器由混頻器核心電路、本振(Local Oscillator，LO)巴倫電路、基帶(Baseband，BB)有源巴倫電路和中頻(Intermediate Frequency，IF)輸出緩沖電路組成。本振巴倫電路具有單端-差分轉(zhuǎn)換和在本振端口50 Ω阻抗匹配的功能；基帶有源巴倫電路則對基帶信號進行單端-差分轉(zhuǎn)換和放大；中頻緩沖電路用于在中頻差分輸出端口IFout+和IFout-驅(qū)動50 Ω 負載。

在圖1 中，本文創(chuàng)新地采用了跨導/負載(gm/load)共用電路，在以吉爾伯特(Gilbert)混頻器為基礎(chǔ)的核心電路上實現(xiàn)上/下雙向變頻功能。當混頻器上變頻時，跨導/負載共用電路執(zhí)行跨導(gm)功能，將經(jīng)過有源巴倫電路進行單端-差分變換后的基帶差分電壓信號轉(zhuǎn)換為差分基帶電流信號，并輸入至本振開關(guān)級電路，進而被上變頻為差分射頻(Radio Frequency，RF)電流信號；混頻器下變頻時，將經(jīng)過RF 變壓器T1進行單端-差分變換后的射頻差分電壓信號轉(zhuǎn)換為射頻差分電流信號，并輸入至本振開關(guān)級電路，進而被下變頻為中頻差分電流信號，此時跨導/負載共用電路實現(xiàn)負載(load)功能，將中頻差分電流信號最終轉(zhuǎn)換為中頻差分電壓信號。更為詳細的工作原理將在第2 節(jié)結(jié)合電路進行具體分析。

圖1 K 波段上/下雙向混頻器電路原理圖

2 雙向混頻器的電路設(shè)計和分析

2.1 上/下雙向混頻器核心電路

圖2 描述了混頻器核心電路圖及其上/下雙向工作模式。晶體管M1～M4組成由差分信號LO+和LO-驅(qū)動的本振開關(guān)級。

上變頻模式：有源巴倫電路產(chǎn)生的基帶差分電壓信號VU+和VU-，經(jīng)由晶體管M5～M6構(gòu)成的跨導(gm5，6)級傳輸?shù)诫娐饭?jié)點X+和X-，再經(jīng)由LO 開關(guān)級，上變頻為RF差分電流信號iRF+、iRF-，通過從電路節(jié)點Y+和Y-看進去的等效輸入阻抗，得到射頻差分電壓信號VY+、VY-，最后由片上變壓器巴倫T1轉(zhuǎn)變?yōu)閱味松漕l輸出信號VRF，并在RF 端口完成50 Ω 負載阻抗匹配。如圖2 中所示，根據(jù)變壓器巴倫T1的自身阻抗ZT和電路節(jié)點Y+/Y-處的寄生電容CY，混頻器核心電路在上變頻模式的轉(zhuǎn)換增益(up-conversion gain，up-CG)可以表示為：

圖2 混頻器核心電路及上/下雙向工作模式

由此可知，若要提高Aup-CG，既可以通過增加gm5，6，也可以通過ZT與CY在工作頻率wRF處諧振來實現(xiàn)。

下變頻模式：晶體管M5～M6成為有源負載(ro5，6)級。T1將單端射頻輸入信號VRF差分為電壓信號VY+、VY-，通過電路節(jié)點Y+和Y-處ZT與CY的等效阻抗，轉(zhuǎn)換為RF差分電流信號iRF+、iRF-，再經(jīng)過LO 開關(guān)級，下變頻為IF差分電流信號，最終經(jīng)有源負載ro5，6得到IF 差分電壓信號VD+、VD-。同理，混頻器核心電路在下變頻模式的轉(zhuǎn)換增益（down-conversion gain，down-CG）可表示為：

因此，混頻器可工作在上/下雙向變頻模式。仿真結(jié)果顯示，在柵源電壓VGS5，6為0.75 V 時，晶體管M5～M6偏置在飽和區(qū)；當尺寸為20μm/300nm時，M5～M6獲得較大的輸出電阻ro5，6，為5 kΩ。折衷考慮轉(zhuǎn)換損耗、開關(guān)速度和寄生電容CY等性能參數(shù)，本振開關(guān)級晶體管M1～M4的尺寸最終優(yōu)化為40μm/130nm。偏置電壓Vb被設(shè)置為0.95 V 以平衡上/下變頻的轉(zhuǎn)換增益。

2.2 有源巴倫、本振巴倫和輸出緩沖器電路

如圖1 所示，基帶有源巴倫電路由差分共源共柵對(M7-M9-R7和M8-M10-R8)及電流源(M15)組成。差分共源共柵對的一個輸入端口用于輸入單端基帶信號BBin，另一個端口則通過電容C7直接接地。電路完成了對BBin信號的差分轉(zhuǎn)換和放大，其增益表示為：

為了獲得較強的驅(qū)動特性，采用了自偏置反相器型放大器作為IF 輸出緩沖器電路，包括晶體管M11～M14和反饋電阻R5-R6。此外，由于工作在高頻段，本振巴倫電路同射頻端口一樣采用片上變壓器巴倫來實現(xiàn)。T1和T2有著類似的如圖3 所示的結(jié)構(gòu)。

圖3 片上本振變壓器巴倫T2

為更好地與LO 開關(guān)級晶體管M1～M4的輸入端進行匹配，將T2的兩個差分端口串聯(lián)耦合電容C1和C2，以補償其輸入端的感性阻抗；同時C1和C2還能用于隔離M1～M4的偏置電壓與T2中心接地抽頭間的直流電平。

3 雙向混頻器版圖及仿真結(jié)果

3.1 雙向混頻器版圖

基于后端有7 層金屬層的130 nm RF CMOS 工藝，本文設(shè)計了可實現(xiàn)上/下雙向變頻功能的K 波段混頻器。圖4 所示為K 波段雙向混頻器版圖，包括兩個片上變壓器巴倫T1、T2和所有測試焊盤在內(nèi)的整個芯片版圖面積為0.75 mm×0.8 mm，其中G-S-G 焊盤的中心間距為150 μm。

圖4 K 波段雙向混頻器版圖

3.2 后仿真結(jié)果

為了得到更為精確的混頻器性能，采用了全波三維電磁高頻結(jié)構(gòu)仿真器對混頻器的無源元件(包括變壓器、電容、金屬連線和過孔等)進行了整體電磁仿真，最后將所生成的無源多端口S 參數(shù)文件與晶圓廠提供PDK 中的有源器件進行聯(lián)合仿真，以獲得整體混頻器設(shè)計的最終性能。整體混頻器優(yōu)化后的最終仿真結(jié)果如圖5～圖7 所示。

圖7 混頻器上變頻模式性能仿真

圖5 為射頻端口和本振端口在23～25 GHz 頻段內(nèi)的50 Ω 阻抗匹配(回波損耗S11_RF 和S22_LO)仿真結(jié)果，可以看出在23.3～25 GHz 頻段內(nèi)，混頻器S11_RF 和S22_LO都小于-10 dB，具備良好的阻抗匹配度。

圖5 射頻/本振端口50 Ω 阻抗匹配仿真

圖6 為混頻器下變頻模式性能仿真結(jié)果。圖6(a)和圖6(b)為電路工作在下變頻模式時，在不同本振驅(qū)動功率下的混頻器轉(zhuǎn)換增益和噪聲系數(shù)(NF)?？梢钥吹?，混頻器的下變頻轉(zhuǎn)換增益和噪聲系數(shù)隨著本振功率的增加(從-4 dBm 變化至4 dBm)而逐步地得到改善。但考慮到實際應用中本振驅(qū)動信號一般由壓控振蕩器或頻率合成器產(chǎn)生，其功率不會太大，因此選定0 dBm 為下變頻模式下混頻器的本振輸入功率。此時，混頻器的下變頻轉(zhuǎn)換增益和下變頻噪聲系數(shù)分別為3.4 dB 和15.2 dB。圖6(c)和圖6(d)為本振功率是0 dBm 時，混頻器的線性度(RF 端口輸入-IF 端口輸出的輸入1 dB 壓縮點IP1dB)和本振-射頻(LO-RF)端口的隔離度（ISO）仿真結(jié)果?？梢娫谙伦冾l模式下，電路在24 GHz 頻點時的線性度為-3.6 dBm，隔離度為-58 dB，端口隔離性能良好。

圖6 混頻器下變頻模式性能仿真

圖7 為混頻器上變頻模式性能仿真結(jié)果。圖7(a)和圖7(b)為電路工作在上變頻模式時，在不同本振驅(qū)動功率下的混頻器轉(zhuǎn)換增益和噪聲系數(shù)。對其的分析同圖6(a) 和圖6(b)類似，不再贅述。當本振驅(qū)動功率為0 dBm 時，混頻器的上變頻轉(zhuǎn)換增益和上變頻噪聲系數(shù)分別為-0.4 dB和12.95 dB；在24 GHz 頻點時，混頻器的線性度(IF 端口輸入-RF 端口輸出的輸出1 dB 壓縮點OP1dB)為-8.2 dBm，本振-射頻端口的隔離度為-58 dB。

版圖的后仿真結(jié)果表明，在0 dBm 的本振驅(qū)動功率下，混頻器工作于上/下兩種變頻模式時均可獲得較好的輸入線性度、適宜的噪聲系數(shù)和轉(zhuǎn)換增益，本振和射頻端口具備較強的隔離度，而且50 Ω 阻抗匹配良好，整體電路直流功耗為12 mW。

表1 總結(jié)了所提出的上/下雙向混頻器的性能，并與最近報道的混頻器進行了參數(shù)對比?？梢钥闯?，本設(shè)計不僅實現(xiàn)了上/下雙向變頻功能，且表現(xiàn)出具有競爭力的性能。

表1 本文電路性能總結(jié)與同類型設(shè)計性能比較

4 結(jié)論

本文基于130 nm RF CMOS 工藝，采用了跨導/負載共用電路，在以Gilbert 混頻器為基礎(chǔ)的核心電路上，提出了一種可實現(xiàn)上/下雙向變頻功能的K 波段有源混頻器。整個芯片版圖面積包括兩個片上變壓器巴倫T1、T2和所有測試焊盤在內(nèi)為0.75 mm×0.8 mm。在1.5 V 供電電壓下，整體混頻器電路的直流功耗為12 mW。與其他混頻器相比較，本設(shè)計在面積、功耗、隔離度等方面表現(xiàn)出具有競爭力的性能。因此，該混頻器在高集成度K 波段CMOS 收發(fā)機中具有潛在的應用前景。