一種可變?cè)鲆娴囊纛l放大電路設(shè)計(jì)及實(shí)現(xiàn)

陳夢(mèng)凡，郭濤，啜燕軍，暢彥祥，萬晨

（中北大學(xué)儀器科學(xué)與動(dòng)態(tài)測(cè)試教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，山西太原 030051）

聲音信號(hào)的采集與分析技術(shù)促進(jìn)了多媒體、工業(yè)應(yīng)用以及各基礎(chǔ)學(xué)科領(lǐng)域技術(shù)的進(jìn)步。由聲音采集設(shè)備轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的電壓信號(hào)幅度變化很大，固定增益放大電路只能提高小信號(hào)的幅度[1]。因此需要一種高性能的放大電路對(duì)聲音信號(hào)進(jìn)行處理，該電路制約著整個(gè)系統(tǒng)的增益、功耗、噪聲等性能指標(biāo)，是整個(gè)系統(tǒng)的重要組成部分。

為實(shí)現(xiàn)該電路，現(xiàn)有以下幾種設(shè)計(jì)方法[2-4]：文獻(xiàn)[2]中將一種電阻反饋式自動(dòng)增益控制電路應(yīng)用于音頻設(shè)備，利用數(shù)字信號(hào)處理器控制可變?cè)鲆娣糯笃鳎╒GA），根據(jù)ADC 輸出選擇合適的反饋電阻，設(shè)置對(duì)應(yīng)輸出增益，該方法在處理過程中會(huì)存在一定延遲性。文獻(xiàn)[3]中采用MOS 管-電阻反饋結(jié)構(gòu)和增益控制單元來實(shí)現(xiàn)高精度、高動(dòng)態(tài)范圍的聲音信號(hào)處理電路，該方法輸出擺幅有限且噪聲性能相對(duì)較差。文獻(xiàn)[4]中設(shè)計(jì)了一種手動(dòng)控制增益的VGA 電路，根據(jù)傳聲器輸出特性，級(jí)聯(lián)晶體管的工作模式在飽和三極管之間切換以調(diào)節(jié)增益，因?yàn)樾枰藶樵O(shè)定控制電壓，該結(jié)構(gòu)不能實(shí)現(xiàn)增益的精確控制，同時(shí)由于改變柵級(jí)晶體管的柵極電壓來選擇工作區(qū)域，輸出直流電平隨著控制電壓的變化而不斷變化，也使得電路不夠穩(wěn)定。

該文介紹了一種自動(dòng)增益的音頻放大電路。它由前級(jí)放大級(jí)和增益控制電路組成，根據(jù)傳聲器的輸出特性，將電壓分為3 個(gè)增益區(qū)間，可以自動(dòng)設(shè)定放大器閉環(huán)增益。增益控制電路主要由峰值檢測(cè)器、電壓比較器和模擬開關(guān)組成，這種數(shù)字控制電路使得放大器增益的觸發(fā)/釋放時(shí)間相對(duì)很小，從而減少了處理延遲的狀況，保證了信號(hào)的快速處理。

1 電路設(shè)計(jì)

系統(tǒng)主要由前置放大電路、峰值檢測(cè)器、閾值檢測(cè)模塊和可變?cè)鲆娣糯笃鹘M成。系統(tǒng)框圖如圖1所示。

圖1 系統(tǒng)框圖

1.1 前置放大電路設(shè)置

該電路可對(duì)前級(jí)電路采集信號(hào)進(jìn)行10 倍放大，實(shí)現(xiàn)20 dB 固定增益。當(dāng)輸入的聲音信號(hào)十分微弱時(shí)，通常會(huì)淹沒在噪聲中，因此需要具有高共模抑制比、高輸入阻抗、低噪聲等特性的前置放大電路[5-6]。系統(tǒng)采用了超低失調(diào)電壓和高輸入阻抗相結(jié)合的運(yùn)算放大器OP07[7]，它的共模抑制比高達(dá)112 dB，輸入失調(diào)電壓溫度漂移為0.3 μV/℃，能有效抑制共模干擾引入的誤差，提高信噪比和系統(tǒng)精度，確保信號(hào)放大時(shí)引入的噪聲和漂移盡可能小。

在進(jìn)行信號(hào)放大的同時(shí)，為了使電路應(yīng)用于音頻范圍為20 Hz～20 kHz 的信號(hào)處理，該設(shè)計(jì)還具有濾波功能[8]。對(duì)于濾波而言，階數(shù)越高則幅頻特性越好，但相應(yīng)的電路成本也越高。通過綜合考慮該設(shè)計(jì)，采用了二階巴特沃斯高通濾波器和二階巴特沃斯低通濾波器串聯(lián)構(gòu)成四階有源帶通濾波器[9]，其中通帶的下限頻率為高通濾波器的臨界頻率，通帶的上限頻率為低通濾波器的臨界頻率。巴特沃斯濾波器可以提供最大的通帶平坦度，階數(shù)越高通帶內(nèi)的平坦區(qū)域就越寬，沒有紋波，而在阻頻帶則逐漸下降為零。為了減少噪聲影響，將高通濾波器設(shè)計(jì)在模塊前端，由它產(chǎn)生的噪聲可被后面的低通濾波器濾除。前置放大電路原理，如圖2 所示。

圖2 前置放大電路

由圖2 電路可知，高通濾波器的傳遞函數(shù)為：

其中，α=1+R3/R4，表示電路增益。

低通濾波器為單位增益電路，其傳遞函數(shù)為：

1.2 峰值檢測(cè)器設(shè)計(jì)

峰值檢測(cè)器作為均方根-直流（RMS-DC）轉(zhuǎn)換器，通過將交流信號(hào)轉(zhuǎn)化為直流信號(hào)計(jì)算電壓有效值，用于代表輸入信號(hào)的交流幅度[10]。由于聲音信號(hào)是隨機(jī)變化的，在信號(hào)轉(zhuǎn)換過程中，電路很難對(duì)其做到連續(xù)修正，輸出的RMS 電壓容易存在較大誤差和較差線性度。因此該部分電路采用了AD637 專用芯片[11]，它具有非常小的遲滯誤差，可以準(zhǔn)確測(cè)量任何復(fù)雜波形的均方根值，無論是周期信號(hào)還是非周期信號(hào)，AD637 都能滿足高精度的要求，轉(zhuǎn)換精度可達(dá)0.1%，具有擴(kuò)展的頻響性能，在-3 dB 帶寬時(shí)，時(shí)頻響可高達(dá)8 MHz。

對(duì)于大多數(shù)RMS 轉(zhuǎn)換器來說，常用的轉(zhuǎn)換方法為直接計(jì)算法，其定義公式如下[12]：

VRMS為輸入信號(hào)的有效值；T為測(cè)量時(shí)間；VIN(t)為輸入電壓。

AD637 芯片體現(xiàn)了均方根方程的隱式計(jì)算方法，克服了直接均方根計(jì)算的固有限制。在結(jié)構(gòu)上它是由平方/除法器、有源整流器、緩沖放大器、濾波電路等組成，其實(shí)際計(jì)算公式如下[13]：

具體實(shí)現(xiàn)電路如圖3 所示。

圖3 RMS-DC轉(zhuǎn)換電路

對(duì)于AD637 來說，誤差主要來自于交流紋波，通過增加平均電容值或?yàn)V波網(wǎng)絡(luò)可以減少紋波誤差。由于平均電容值呈指數(shù)增長(zhǎng)，穩(wěn)定時(shí)間與平均電容值呈正比關(guān)系，因此單獨(dú)依靠增加平均電容值減少紋波的同時(shí)，穩(wěn)定時(shí)間也會(huì)按比例增長(zhǎng)，該方式不可取。綜合考慮，該設(shè)計(jì)運(yùn)用C7、C8、R9、R10構(gòu)成二階Sallen-Key 濾波器，這樣在不增加CAV、不增加穩(wěn)定時(shí)間的情況下，就能起到減少紋波的作用。電容C5、C6為供電電源的去耦電容，可對(duì)電源產(chǎn)生的高頻雜波起到抑制作用，從而保證輸入電源的穩(wěn)定性。

1.3 閾值檢測(cè)模塊設(shè)計(jì)

閾值檢測(cè)模塊負(fù)責(zé)實(shí)時(shí)采集AD637 芯片的輸出電壓VRMS，并將其與設(shè)置閾值相比較。為保證電路整體的可靠性，該模塊需要分辨率高且工作穩(wěn)定。因此采用雙電壓集成比較器芯片LM393 實(shí)現(xiàn)閾值檢測(cè)[14]，它由兩個(gè)獨(dú)立的高精度電壓比較器組成，最大失調(diào)電壓僅為2 mV。當(dāng)VRMS高于設(shè)定閾值時(shí)，比較器輸出高電平，反之則輸出低電平。閾值檢測(cè)模塊如圖4 所示。

圖4 閾值檢測(cè)模塊

使用LM393 的兩個(gè)電壓比較器通過分壓電阻分別設(shè)置閾值VDE和VRP，將電壓等級(jí)劃分為3 個(gè)增益區(qū)間。通過后級(jí)可變?cè)鲆娣糯箅娐肥姑恳粎^(qū)間對(duì)聲音信號(hào)產(chǎn)生不同程度的放大或衰減，從而實(shí)現(xiàn)無論輸入信號(hào)過大或過小，輸出電平都會(huì)在一個(gè)合理范圍內(nèi)。

1.4 可變?cè)鲆娣糯笃髟O(shè)計(jì)

可變?cè)鲆娣糯笃鞯脑鲆娓淖兎椒ㄓ卸喾N，每種方法各有其優(yōu)點(diǎn)和局限性[15]。該設(shè)計(jì)利用集成多路模擬開關(guān)ADG409 切換不同通路實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)的放大或衰減。ADG409 是雙四選一模擬開關(guān)，每組四選一模擬開關(guān)分別由A1、A0控制輸出，具有低功耗、高開關(guān)速度和低導(dǎo)通電阻的特性，所有通道都具有先斷后合的切換功能，可防止切換通道時(shí)發(fā)生瞬時(shí)短路。該方式的主要缺點(diǎn)是內(nèi)部導(dǎo)通電阻或多或少會(huì)影響后級(jí)放大器的增益，從而影響信號(hào)的傳輸精度。當(dāng)VDD=15 V、VSS=-15 V 時(shí)，RON=40 Ω；當(dāng)VDD=12 V、VSS=0 V 時(shí)，RON=90 Ω?？梢姡m當(dāng)提高VDD有利于減小導(dǎo)通電阻RON的影響[16]。其控制真值表如表1所示。

表1 ADG409控制真值表

該模塊由模擬開關(guān)、反相放大電路、反饋回路組成。電路原理如圖5 所示。

圖5 可變?cè)鲆娣糯笃?/p>

反相放大電路（由U1、R17、R18、R19、R20、R21組成）通過選擇不同的輸入電阻R17、R18、R19對(duì)劃分的3 個(gè)增益區(qū)間進(jìn)行不同程度的放大或衰減。當(dāng)VRMS＜VDE時(shí)，控制端A0=0，A1=0，電路選通S1A 通道；當(dāng)VDE≤VRMS≤VRP時(shí)，控制端A0=1，A1=0，選通S2A 通道。當(dāng)VRMS＞VRP時(shí)，控制端A0=1，A1=1，該部分電路選通S4A通道。單位增益電路（由U2、R22、R23組成）主要用于對(duì)前端輸出信號(hào)進(jìn)行反相處理。

2 電路仿真分析與實(shí)驗(yàn)

2.1 前置放大電路仿真

對(duì)于圖2 所示的放大電路，通過Multisim 對(duì)放大電路進(jìn)行仿真，如圖6 所示，用正弦信號(hào)作為模擬信號(hào)源得出幅頻特性曲線。根據(jù)設(shè)計(jì)的電阻、電容參數(shù)，計(jì)算得通帶上限截止頻率為：

圖6 前置放大電路仿真

通帶下限截止頻率為：

因此電路通帶可達(dá)到20 Hz～20 kHz，根據(jù)圖6（b）的仿真結(jié)果分析可得，該頻帶內(nèi)增益平穩(wěn)，沒有異常凸起等現(xiàn)象，滿足設(shè)計(jì)需求。

2.2 峰值檢測(cè)器仿真

將不同幅值、不同頻率的信號(hào)作為模塊輸入，驗(yàn)證AD637 芯片的線性度。實(shí)驗(yàn)中采用輸入電壓有效值為100～1 000 mV，頻率分別為50 Hz、1 kHz、10 kHz的正弦波信號(hào)作為輸入，用origin 擬合得到輸入輸出特性曲線，如圖7 所示。

圖7 AD637特性曲線

通過上述驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)可知，AD637 可以有效測(cè)量不同峰值、不同頻率的電壓有效值，具有非常小的遲滯誤差，能夠滿足高精度需求。

2.3 實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果

通過實(shí)驗(yàn)對(duì)設(shè)計(jì)電路進(jìn)行動(dòng)態(tài)性能分析，為了保證輸入信號(hào)可控，同時(shí)方便觀察輸出信號(hào)，在測(cè)試時(shí)采用函數(shù)信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生標(biāo)準(zhǔn)的正弦信號(hào)，利用數(shù)字示波器觀察輸出信號(hào)。如圖8 所示，顯示了輸入信號(hào)在不同增益區(qū)間下VGA 的理想輸出和實(shí)際輸出的比較。將動(dòng)態(tài)范圍1～35 mV的8 kHz正弦輸入應(yīng)用于電路輸入端，在示波器上測(cè)量VGA的輸出。

圖8 不同增益區(qū)間輸入/輸出特性曲線

3 結(jié)論

設(shè)計(jì)了一種可變?cè)鲆娴囊纛l放大電路，根據(jù)所用傳聲器的輸出，將電壓等級(jí)分為3 個(gè)增益區(qū)域，可實(shí)現(xiàn)20 Hz～20 kHz 聲音信號(hào)的自動(dòng)增益控制。前置放大器由帶反饋電阻和四階帶通濾波的運(yùn)放組成，增益控制電路由峰值檢測(cè)器、電壓比較器和模擬開關(guān)組成。對(duì)比利用軟件實(shí)現(xiàn)的自動(dòng)增益控制電路，該設(shè)計(jì)不需要使用復(fù)雜的算法，為音頻信號(hào)處理技術(shù)提供了一個(gè)好的解決方案。