紀鐵生,王乃福,張戟
(中車大連電力牽引研發(fā)中心有限公司,遼寧 大連 116000)
逆變器廣泛應用于新型交直交動車組,但現(xiàn)有逆變器故障率較高,高溫天氣、負載水平、運行控制策略等均會縮短逆變器壽命,影響動車組運行安全。拍頻現(xiàn)象是CRH動車組牽引逆變器常見故障,當逆變器的二次脈動頻率和工作頻率合拍時,就會引起牽引電機脈動,增加功率損耗,并造成電機溫度急劇上升,甚至導致設備振動并產(chǎn)生強烈噪聲,危害行車安全[1]。陳奕舟[1]、茍斌[2]、黃金[3]等通過將直流電加到LC諧振網(wǎng)絡、擴大中間支撐電容、硬短路保護電路等策略,削弱次脈動頻率和工作頻率合拍的可能性,降低拍頻現(xiàn)象的出現(xiàn)頻次。運行過程中發(fā)現(xiàn),這些方法會增加整流柜和逆變柜的質(zhì)量和體積,增加車輛負載,亟待提出一種動車組逆變器拍頻抑制策略。在此基礎上,一些學者通過研究電壓補償法和頻率補償法等控制技術實現(xiàn)了對拍頻現(xiàn)象的抑制。陳奕舟[1]對比研究了幾種電壓補償法對拍頻現(xiàn)象的影響,然而由于CRH動車組運行電壓、電流較大,牽引逆變器開關頻率較低,逆變器的二次脈動頻率已經(jīng)落到方波調(diào)制區(qū),電壓補償法對輸出電壓基本無調(diào)節(jié)能力;茍斌等[2]采用頻率補償法對拍頻現(xiàn)象進行控制,提出了動車組逆變器頻率補償系數(shù),略為遺憾的是該研究并未考慮計算延遲,導致響應速度較慢。基于國內(nèi)外研究現(xiàn)狀,本文以CRH動車組牽引逆變器為研究對象,首先分析了拍頻現(xiàn)象的產(chǎn)生原理,研究了勵磁電感、勵磁電阻、勵磁電流等參數(shù)拍頻電流的影響,通過優(yōu)化動車組逆變器頻率補償方案,對解決了計算延遲問題,并設計了一套基于頻率補償?shù)臒o拍頻控制方波區(qū)矢量控制系統(tǒng),研究結果可為CRH動車組牽引逆變器拍頻抑制相關研究提供參考。
CRH動車組牽引電機一般采用單相整流器,網(wǎng)側整流器輸入電壓和電流的頻率均為電網(wǎng)工頻50Hz,在直流側除了會產(chǎn)生穩(wěn)態(tài)電壓Udc外,還會產(chǎn)生脈動電壓ΔUdc,直流側電壓udc表示為[3]
udc=Udc+ΔUdcsin(2ωnett+φ)
(1)
若不考慮功率開關器件的開關動作延遲等因素,牽引逆變器PWM開關函數(shù)可簡化為[4]
(2)
式中:ωs為牽引逆變器輸出電壓的角頻率;φa=0,φb=-2π/3,φc=2π/3;k為奇數(shù);Avk為幅值系數(shù),Avk與kωs成反比。
忽略諧波影響情況下,牽引逆變器的輸出相電壓uvo可以表示為[5]
sin[(2ωnet-ωs)t+φ-φv]},v=a,b,c
(3)
從式(3)可以看出,在忽略諧波影響情況下,牽引逆變器輸出的相電壓只包含ωs、2ωnet+ωs、2ωnet-ωs三個角頻率分量。
牽引異步電機等效阻抗電路如圖1所示,由牽引異步電機的阻抗特性可知,牽引異步電機的阻抗值隨著輸入電壓頻率的增大而增大[6]。當輸出電壓頻率接近100Hz時,2ωnet-ωs分量的頻率接近0Hz,對應的牽引異步電機等效阻抗最低,直流側二次脈動電壓造成的影響最大,產(chǎn)生拍頻現(xiàn)象。
圖1 牽引異步電機等效阻抗電路
勵磁電感和勵磁電阻數(shù)值較大,勵磁電流Im較轉(zhuǎn)子電流Ir小很多,在進行牽引異步電機等效阻抗計算時可以忽略,簡化后的牽引異步電機等效阻抗電路圖如圖2所示。
圖2 牽引異步電機簡化等效阻抗電路
2ωnet-ωs分量對應的牽引異步電機等效阻抗可表示為
(4)
當輸出電壓頻率接近100Hz時,2ωnet-ωs分量的頻率接近0Hz,此時轉(zhuǎn)差率s∝∞,因此轉(zhuǎn)子電阻等效阻抗Rr/s≈0,因此2ωnet-ωs分量對應的牽引異步電機等效阻抗為
Z=Rs+j(2ωnet-ωs)(Lls+Llr)
(5)
由式(5)可進一步繪出2ωnet-ωs分量的牽引異步電機阻抗特性曲線如圖3所示。由圖3可以看出,由于2ωnet-ωs≈0,2ωnet-ωs分量的等效阻抗Z≈Rs,可知二次脈動電壓引起的拍頻電流的大小主要由定子電阻決定,同樣的二次脈動電壓,定子電阻越小的牽引異步電機,其拍頻電流的幅值將會越大。
圖3 牽引異步電機阻抗特性曲線
頻率補償?shù)淖饔脵C理是通過補償逆變器的輸出頻率調(diào)控直流側二次脈動產(chǎn)生的拍頻電流[6]。補償后的逆變器瞬時工作頻率:
fi=Fs+Fcom=Fs+ΔFrcos(2ωnett+φ)
(6)
式中:Fcom為頻率補償系數(shù); ΔFr為頻率補償系數(shù)的幅值。
在忽略高頻次脈動電壓分量影響的基礎上,文獻[2]得出:
(7)
頻率補償系數(shù)為[7]
(8)
由頻率補償系數(shù)Fcom的表達式(8)可知,F(xiàn)com不僅要求幅值計算精確,電角度計算同樣要求精確。Fcom的幅值計算取決于直流側脈動電壓分量ΔUdc幅值,目前數(shù)字控制器的采樣值精度比較高,ΔUdc幅值采樣誤差非常小,影響可以忽略,而反映電角度脈沖寬度的計算偏差可能會很大。在工程應用中,生成PWM控制信號的數(shù)字控制器通常采用增減計數(shù)模式,在計數(shù)器計數(shù)的零點和周期值產(chǎn)生中斷,如圖4的A點和B點所示。當牽引逆變器工作于方波區(qū)時,一個載波周期=π/3電角度,π/3電角度的延遲使得頻率補償系數(shù)計算出現(xiàn)失真,嚴重影響著基于頻率補償無拍頻控制的精度。
圖4 方波區(qū)脈寬調(diào)制示意圖
由于傳統(tǒng)的方波區(qū)脈沖寬度計算會造成頻率補償系數(shù)的計算出現(xiàn)嚴重失真[8],本文提出一種頻率補償方案,如圖5所示。本頻率補償方案可以在A點提前預測計算出C點二次脈動電壓Δudc的電角度。通過當前的定子頻率計算T2,由T1和T2計算出二次脈動電壓在A點和C點間的電角度φAC;然后將直流側電壓信號udc通過帶通濾波器處理得到二次脈動電壓信號Δudc,提取Δudc的相位得到A點的電角度φA;由φA和φAC計算得到二次脈動電壓在C點的電角度φC,進一步得到φAC的余弦值φ2。
通過對中間電壓信號udc平均值計算得到直流分量Udc,進一步得到頻率補償系數(shù)幅值ΔFr,結合ΔFr和φ2得到C點的頻率補償系數(shù)Fcom。圖6為基于頻率補償無拍頻控制的方波區(qū)矢量原理圖,圖中的頻率補償模型如圖5所示,補償系數(shù)Fcom轉(zhuǎn)換為補償角速度ωcom,和轉(zhuǎn)子角速度ωr、轉(zhuǎn)差ωsl相加得到最終的牽引電機定子輸出頻率ωi。
圖5 頻率補償模型
圖6 基于頻率補償無拍頻控制的方波區(qū)矢量控制系統(tǒng)原理圖
為了驗證基于本文頻率補償方案的無拍頻控制的有效性,在dSPACE半實物仿真平臺上搭建了仿真模型,半實物硬件為CR200J型動力集中動車組牽引控制單元(TCU),逆變器控制采用基于頻率補償無拍頻控制的方波區(qū)矢量控制系統(tǒng),電機模型參數(shù)設置如表1所示[9]。
表1 牽引電機參數(shù)
直流側中間電壓直接給定,直流電壓量為3 500V,擾動量為幅值200V、頻率100Hz的交流電壓,以模擬直流側二次脈動電壓,牽引工況下轉(zhuǎn)差頻率為0.5Hz,定子頻率從95Hz升至105Hz,分別給出了未采用頻率補償無拍頻控制、未優(yōu)化的頻率補償無拍頻控制和優(yōu)化的頻率補償無拍頻控制的試驗結果。未采用頻率補償無拍頻控制的仿真波形如圖7所示,可以看到U相電流振蕩劇烈,畸變嚴重。對應的電流頻譜特性分析如圖8所示,電機電流的低頻脈動分量約為64%,低頻拍頻電流分量很大。
圖7 未采用頻率補償無拍頻控制的電機相電流波形
圖8 未采用頻率補償無拍頻控制的電機相電流頻譜特性
未優(yōu)化的頻率補償無拍頻控制的仿真波形如圖9所示,可以看到U相電流畸變改善明顯;對應的電流頻譜特性分析如圖10所示,電機電流的低頻脈動分量降為17%;優(yōu)化的頻率補償無拍頻控制的仿真波形如圖11所示,可以看到U相電流畸變進一步改善;對應的電流頻譜特性分析如圖12所示,電機電流的低頻脈動分量進一步降為6%,拍頻抑制效果顯著。
圖9 未優(yōu)化的頻率補償無拍頻控制的電機相電流波形
圖10 未優(yōu)化的頻率補償無拍頻控制的電機相電流頻譜特性
圖11 優(yōu)化的頻率補償無拍頻控制的電機相電流波形
圖12 優(yōu)化的頻率補償無拍頻控制的電機相電流頻譜特性
本文以CRH動車組牽引逆變器為研究對象,首先分析了拍頻現(xiàn)象的產(chǎn)生原理,研究了勵磁電感、勵磁電阻、勵磁電流等參數(shù)對拍頻電流的影響,通過優(yōu)化動車組逆變器頻率補償方案,解決了計算延遲問題。研究表明:1)二次脈動電壓相同時,定子電阻越小,拍頻電流幅值越大;2)數(shù)字控制器的工作方式會導致頻率補償系數(shù)計算產(chǎn)生π/3電角度的延遲,嚴重影響著基于頻率補償無拍頻控制的精度;3)提出一種頻率補償方案,通過提前計算二次脈動電壓Δudc的電角度,可以消除頻率補償系數(shù)的計算延遲,提高頻率補償系數(shù)的計算精度。