基于FPGA的恒包絡(luò)波形數(shù)字AGC算法*

黃 偉，孫健興，葉 琛，劉霞東，馮 敏，郭 盼

（武漢中原電子集團有限公司，湖北 武漢 430205）

0 引言

在現(xiàn)代通信中，通信設(shè)備面臨著比較復(fù)雜的電磁環(huán)境，各種干擾信號相互疊加，使得通信技術(shù)面臨更加復(fù)雜的考驗[1]。實際作戰(zhàn)中節(jié)點態(tài)勢快速切換，各節(jié)點通信距離會實時發(fā)生變化，到達接收機信號強度不斷改變[2]。對于各個實戰(zhàn)波形，其數(shù)字板可解調(diào)信號強度在一定范圍內(nèi)，超過此范圍會導(dǎo)致解碼錯誤，因此，需要對通信設(shè)備做自動增益控制（Automatic Gain Control，AGC）調(diào)整，使進入數(shù)字板信號的強度在可解調(diào)范圍內(nèi)[3]。

連續(xù)相位調(diào)制（Continuous Phase Modulation，CPM）以及頻率調(diào)制（Frequency Modulation，F(xiàn)M）調(diào)制等是一種包絡(luò)恒定相位連續(xù)的調(diào)制波形。CPM利用成形濾波器讓載波相位的變化部分變平滑，從而達到相位連續(xù)[4]。相比正交相移鍵控（Quadrature Phase Shift Keying，QPSK）等傳統(tǒng)相位陡變的調(diào)制方案，通過保持符號間的相位連續(xù)的方法可以使CPM 傳輸頻譜效率更高，其幅度值滿足恒包絡(luò)特性。許多通信設(shè)備采用的是非線性功放，恒包絡(luò)波形則十分適合作為其傳輸波形，改善電臺頻譜特性。

在現(xiàn)代通信中，到達各通信節(jié)點的信號強度變化較大，接收電臺會根據(jù)到達天線口信號大小做出調(diào)整，使信號以一個合適的強度進入數(shù)字板[5]。通信設(shè)備接收增益調(diào)整主要依靠信道板，在信道板加入多級放大器以及衰減器，通過多點場強檢測配合對應(yīng)開關(guān)旁路調(diào)整各級信號大小。當前多數(shù)通信設(shè)備信道增益約為60 dB（某型號為-14～45 dB），即信道增益相對可調(diào)范圍為60 dB。對于某些低速率波形，其接收靈敏度可達-120 dBm，最大信號強度可達10 dBm，即接收端信號強度變化區(qū)間為130 dB。

在通信設(shè)備中，通常會考慮成本需求，因此數(shù)字板模擬數(shù)字（Analog Digital，AD）采樣芯片多數(shù)采用16 位、12 位等常用芯片。若采用12 位AD 芯片，其動態(tài)范圍約50 dB，因此整個通信設(shè)備可調(diào)整范圍為110 dB（信道板60 dB 加50 dB AD 動態(tài)范圍），達不到信號連續(xù)性要求，此時會在數(shù)字板采用數(shù)字AGC 擴展其動態(tài)范圍，使得整個接收電臺信號強度連續(xù)可用，覆蓋所有信號場強[6]。

1 數(shù)字AGC 整體概述

如圖1 所示，電臺整體結(jié)構(gòu)包括3 大部分。信道模塊主要負責(zé)射頻信號收發(fā)，生成信道頻率，對中頻信號以及射頻信號濾波，將信號做放大或衰減處理。信號處理模塊主要實現(xiàn)數(shù)字板硬件驅(qū)動、波形幀結(jié)構(gòu)以及物理層基本功能。面板控制主要實現(xiàn)波形參數(shù)設(shè)置與查詢，外部接口信號處理。圖1 中，GPP（General Purpose Processor）為通用處理器，DSP（Digital Signal Processor）為數(shù)字信號處理器。當電臺處于接收時，射頻天線接收信號場強最小可到-120 dBm 以下，最大可到10 dBm 以上，信號強度變化十分劇烈。信道模塊通過多級放大器以及旁路衰減器對射頻信號進行處理，若射頻信號強度較大則通路處于衰減狀態(tài)，將大信號衰減到信號處理模塊動態(tài)范圍內(nèi)[7,8]；若射頻信號強度較小則通路處于放大狀態(tài)，將小信號放大到信號處理模塊動態(tài)范圍內(nèi)[9,10]。

本文實驗波形參數(shù)：物理層符號速率為32 KSPS；物理層采樣率為256 KSPS（8 倍CPM 采樣）；AD9434 采樣率為230.4 MSPS；兩級FIR 濾波器，1 個4 倍抽取或內(nèi)插，1 個3 倍抽取或內(nèi)插；一級CIC 濾波，75 倍抽取或內(nèi)插。

本波形信號處理模塊采用AD9434 做中頻信號采樣，AD9434 是一款12 位AD 采樣芯片，其最高采樣率為500 MSPS（差分采樣），即有效采樣率為250 MSPS，本波形采樣率設(shè)計為230.4 MSPS。AD9434位寬為12 位，其可采集信號動態(tài)范圍理論值為72 dB（12×6），在實際使用中受限于硬件底噪以及物理層解調(diào)能力，實測最大動態(tài)范圍為53 dB。

在電臺接收過程中，天線處信號場強實時變化，信道處理模塊需根據(jù)場強大小進行實時調(diào)節(jié)，將射頻信號通過信道增益控制變換到中頻板動態(tài)范圍內(nèi)。信道增益控制即信道AGC 控制，其結(jié)構(gòu)如圖2 所示。

從圖2 可知，信道AGC 主要包含兩個場強檢測點以及3 個信道增益控制開關(guān)。射頻接收信號強度指示（Radio Frequency-Receive Signal Strength Indicator，RF_RSSI），主要檢測天線口信號大小，根據(jù)信號強度判斷是否打開第一級放大器（射頻低噪放）。中頻接收信號強度指示（Intermediate Frequency-Receive Signal Strength Indicator，IF_RSSI）對信道最后一級信號場強進行檢測，判斷進入中頻板信號大小，配合1IF_AGC 以及2IF_AGC 對信道板信號大小做進一步調(diào)節(jié)。RF_AGC 即低噪放控制開關(guān)，主要控制低噪放的接入或旁路。1IF_AGC以及2IF_AGC 為信道板后兩級增益控制開關(guān)，通過不同開關(guān)狀態(tài)組合控制信道板后級增益值。

若天線口信號場強為-120 dBm，則信道應(yīng)處于最大增益放大狀態(tài)，將信號放大到-75 dBm（-120 dBm+45 dBm），即AD9434 動態(tài)范圍下限需包含-75 dBm 信號。由實測可知，AD9434 動態(tài)范圍最大值為53 dB，若下限包含-75 dBm，則上限最大值為-22 dBm。當天線口信號場強超過10 dBm，則信道處于-14 dB 最小增益值狀態(tài)，將信號衰減14 dB，則中頻信號幅值為-4 dBm，此時信號強度超過AD9434 動態(tài)范圍上限，信號處理模塊不能正確解調(diào)數(shù)據(jù)。若將AD9434 動態(tài)范圍上限包含-4 dBm 信號，則下限不能覆蓋-75 dBm 以下信號。因此需在信號處理模塊引入數(shù)字AGC，進一步拓展信號處理模塊可解調(diào)的動態(tài)范圍，使整個波形可以全幅值段穩(wěn)定工作。

2 數(shù)字AGC算法概述

由前面的論述可知，信號處理模塊包含兩級FIR濾波器以及一級積分梳狀級聯(lián)（Cascaded Integrator Comb，CIC）濾波器。當電臺處于接收時，CIC 濾波器以及FIR 濾波器對采樣信號做濾波與抽取，將AD9434 所采集信號抽取為物理層所需符號速率。

由波形參數(shù)可知AD9434 采樣率為230.4 MSPS，物理層采樣率256 KSPS，兩者相差900 倍。如圖3 所示，本波形先用一級CIC 濾波器實現(xiàn)75倍抽取，將AD9434 采樣信號抽取為3.072 MSPS 采樣率數(shù)據(jù)。第一級FIR 濾波器做3 倍抽取，進一步將數(shù)據(jù)抽取為1.024 MSPS 采樣率。第二級濾波器做4 倍抽取，將第一級濾波器輸出數(shù)據(jù)抽取為物理層所需采樣率256 KSPS。

圖3 信號處理模塊濾波器結(jié)構(gòu)

如圖4 所示，兩級FIR 濾波器輸入數(shù)據(jù)位寬為16 位有符號數(shù)，輸出為32 位（采用Truncate LSBs方式）有符號數(shù)。物理層輸入數(shù)據(jù)位寬16 位，在可編程陣列邏輯（Field Programmable Gate Array，F(xiàn)PGA）實現(xiàn)中將第二級FIR 濾波器高16 位輸出作為物理層輸入數(shù)據(jù)，第一級FIR 濾波器高16 位輸出作為二級FIR 濾波器輸入數(shù)據(jù)。

圖4 濾波器配置

由第1 節(jié)論述可知，若信號處理模塊各級濾波器均截位輸出高16 位信號給下一級處理單元，則中頻板動態(tài)范圍不能覆蓋信道板輸出信號強度范圍。在中頻板輸入信號為-14 dBm（中頻DA 最大發(fā)送強度）條件下AD9434 采樣信號有效位有7 位，即包含5 位符號位。

從實際工程應(yīng)用可知，改變?yōu)V波器截位可有效改變中頻板動態(tài)范圍上下限。在測試中用一塊中頻板作發(fā)送端，通過衰減器連接另一塊中頻板作接收端。發(fā)端中頻板固定信號強度-14 dBm，通過衰減器改變到達接收端信號強度。在信號處理模塊將第一級FIR 濾波器做截位處理，去除部分高位符號位進而改變中頻板動態(tài)范圍，測試數(shù)據(jù)如表1 所示。

表1 中頻板動態(tài)范圍

從表1 可知，中頻板動態(tài)范圍下限隨FIR 濾波器截位位數(shù)增加而下降，大致符合每截取一位符號位下降6 dB 規(guī)律。當截位超過8 位下限時不再明顯變化，而上限依然每截取一位符號下降6 dB，中頻板動態(tài)范圍在變窄。從整個測試可看出，當進入中頻板信號強度發(fā)生變化時，可通過FIR 濾波器不同截位改變動態(tài)范圍上下限，進而適應(yīng)天線口不同強度信號，做到全幅值段穩(wěn)定接收。在實際波形中需找到相應(yīng)算法實現(xiàn)FIR 濾波器自動截位，即數(shù)字AGC。

2.1 傳統(tǒng)數(shù)字AGC

在實際波形運行過程中，需將不同中頻信號強度對應(yīng)不同F(xiàn)IR 濾波器截位以保障電臺可全幅值段穩(wěn)定工作。中頻信號強度判斷方式包括：

（1）通過信道板場強檢測點IF_RSSI 在波形AGC 時間段進行檢測；

（2）在信號處理模塊通過計算AGC 時間段信號平均能量得到信號強度。

方式1 需要與信道板交互信息，存在信息延遲等相關(guān)問題，因此一般采用方式2，如圖5 所示，即采用在AGC 時間段t1 內(nèi)計算信號平均能量得到中頻信號強度。圖5 所示波形每跳時間1 ms，T2（30 μs）部分表示AGC 時間，用于計算能量以及調(diào)整增益。從換頻使能上升沿開始計時到T2，即AGC 時間開始處啟動平均能量計算。若將平均能量計算放在第一級FIR 濾波器輸出信號處，則信號采樣率為1.024 MSPS，30 μs的AGC 時間內(nèi)對應(yīng)30個采樣點。在t1 時間段計算16 個采樣點平均能量，進而計算出當前跳中頻板信號強度。t2 時間段根據(jù)t1 時刻計算結(jié)果估計出當前跳第一級FIR 濾波器輸出信號有效位寬，即符號位位數(shù)。在確定信號有效位寬后將多余符號位去掉，只保留一位符號位。將新處理信號送入下一級FIR 濾波器實現(xiàn)數(shù)字AGC自動調(diào)節(jié)。

圖5 傳統(tǒng)數(shù)字AGC 控制結(jié)構(gòu)

本算法能量計算開始時刻以每跳波形換頻使能信號作為基準計時，根據(jù)波形調(diào)試實驗，換頻使能存在漂移現(xiàn)象，即左右波動一定時間。若計算平均能量時間從換頻使能開始的T2 時刻開始，則有可能出現(xiàn)能量計算偏差。實際計算起始點會往后偏移一定時間，保證能量計算能采集到有效信號。當接收電臺換頻使能偏移達到一個中斷時間時需進行校時，此時能量計算模塊采樣信號點超過AGC時間段。若換頻使能左偏一個硬中斷，則平均能量計算樣點會采集到部分換頻與AGC 準備時間內(nèi)樣點，存在能量計算偏差，進而影響對中頻信號強度的判斷。若換頻使能右偏移一個硬中斷，則平均能量計算會采集到部分數(shù)據(jù)時間段采樣點，能量計算時間會超出AGC 時間段，此時會導(dǎo)致數(shù)據(jù)時間段內(nèi)前面部分信號截位依據(jù)是上一跳能量結(jié)算結(jié)果，后半部分數(shù)據(jù)截位依據(jù)是當前跳能量計算結(jié)果。這將導(dǎo)致一跳信號內(nèi)數(shù)據(jù)段采樣點幅值大小差異，進而造成物理層解調(diào)錯誤。

2.2 新型數(shù)字AGC

由2.1 節(jié)可知，傳統(tǒng)數(shù)字AGC 需與波形結(jié)構(gòu)緊密結(jié)合，且平均能量計算時間依賴換頻使能計時。在實際工程中換頻使能存在漂移問題，需找到新算法解決此類問題。本文研究對象為CPM 調(diào)制和FM調(diào)制等恒包絡(luò)波形。從恒包絡(luò)波形特點可知，其信號包絡(luò)恒定即一跳時間內(nèi)能量恒定，本文提出的新型數(shù)字AGC算法正是基于此波形特性而設(shè)計。

圖6 所示為平均能量計算結(jié)構(gòu)，第一級濾波器輸出信號為fir1_out_I 與fir1_out_Q 兩路數(shù)據(jù)。將兩路數(shù)據(jù)分別送入乘法器求平方，加法器模塊將兩路平方數(shù)據(jù)相加得到單個樣點能量。在計算單個樣點能量的同時啟動樣點計數(shù)并將單個樣點能量進行累加，計數(shù)器從1 開始計數(shù)，每計算得到一個樣點能量則計數(shù)加1。當計數(shù)達到16 后將16 個累加樣點總能量除以16 得到平均能量。由于本文研究對象為CPM 調(diào)制和FM 調(diào)制等恒包絡(luò)波形，因此每個樣點能量恒定，即fir1_out_I 與fir1_out_Q 兩路數(shù)據(jù)平方和為恒定值。在FPGA 實現(xiàn)中fir1_out_I 與fir1_out_Q 均為有符號數(shù)，因此能量大小與兩路數(shù)據(jù)符號數(shù)相關(guān)，兩路數(shù)據(jù)符號數(shù)越多，有效值越小，樣點能量值越小。用樣點符號位數(shù)目可表征中頻信號強度，基于此特性可得到圖7 所示新型數(shù)字AGC。

圖6 平均能量計算結(jié)構(gòu)

如圖7 所示，第一級FIR 濾波器輸出兩路數(shù)據(jù)fir1_out_I 與fir1_out_Q，兩路數(shù)據(jù)均為有符號數(shù)，即fir1_out_I[31]與fir1_out_Q[31]為當前樣點符號位，0 表示正數(shù)，1 表示負數(shù)。樣點符號位計數(shù)模塊對當前樣點數(shù)據(jù)進行符號位計數(shù)得到兩個計數(shù)值cnt1與cnt2，比較器比較兩個計數(shù)值大小，濾波器截位模塊根據(jù)cnt 值完成數(shù)據(jù)截位輸出。

以fir1_out_I 數(shù)據(jù)為例說明具體過程：

（1）判斷當前樣點fir1_out_I[31]為0 還是1并記錄；

（2）從fir1_out_I[30]向fir1_out_I[0]方向（高位到低位）依次判斷當前比特位是否為符號位，判斷依據(jù)是，若當前比特位與fir1_out_I[31]相同則為符號位，此時符號位計數(shù)器cnt1 加1；

（3）若當前比特位為符號位則重復(fù)上一步驟，符號位計數(shù)器cnt1 加1，若當前比特位不是符號位，即當前比特位與fir1_out_I[31]不相同則停止當前樣點符號位判斷并給出此次計數(shù)值cnt1；

（4）將當前樣點符號位計數(shù)值cnt1 送入比較器模塊，與Q 路數(shù)據(jù)符號位計數(shù)值cnt2 比較大?。?/p>

（5）將cnt1 與cnt2 中較小值賦給cnt，作為當前樣點I 路數(shù)據(jù)與Q 路數(shù)據(jù)符號位判斷依據(jù)；

（6）濾波器截位模塊依據(jù)cnt 值將cnt-1 位符號位去掉得到最終輸出數(shù)據(jù)；

（7）下一樣點重復(fù)以上步驟得到新的樣點符號位計數(shù)值cnt，由新的cnt 值完成下一樣點截位輸出。

以上步驟是以fir1_out_I 為例說明具體步驟，在對fir1_out_I 做判斷的同時對fir1_out_Q 做同樣操作得到fir1_out_Q 輸出數(shù)據(jù)。fir1_out_I 與fir1_out_Q 兩路數(shù)據(jù)并行計算得到單個樣點符號位計數(shù)值cnt，并去掉相同符號位完成當前樣點數(shù)據(jù)數(shù)字AGC 計算。每個樣點不斷重復(fù)以上步驟得到整個波形數(shù)字AGC 輸出結(jié)果。

圖7 所示算法基本運算數(shù)據(jù)單元為FIR 濾波器輸出樣點，與波形結(jié)構(gòu)無關(guān)，也無須換頻使能做計時基準，因此可規(guī)避因換頻使能漂移所帶來的相應(yīng)問題，具有較強通用性，在實際FPGA 工程實現(xiàn)中可快速方便地應(yīng)用于其他恒包絡(luò)波形。

從圖8 可知，本波形包含兩級FIR 濾波器，以上算法是將數(shù)字AGC 位置放置在第一級FIR 濾波器數(shù)據(jù)輸出處，即圖8 中的AGC1。經(jīng)實際測試實驗，將數(shù)字AGC 放置在第二級FIR 濾波器數(shù)據(jù)輸出處波形性能完全一致，再次驗證算法通用性。

圖8 數(shù)字AGC 位置

3 數(shù)據(jù)測試與性能分析

從前文分析可知，數(shù)字AGC算法可拓展中頻板動態(tài)范圍，更好地適應(yīng)信道板不同增益信號強度。為驗證數(shù)字AGC 性能，本文采用一個整機作發(fā)射端，一塊中頻板作接收端，用混頻方式測試數(shù)據(jù)。發(fā)送端采用（f0+15 MHz）頻點，接收端用中頻頻點f0），信號源輸出頻率15 MHz。用數(shù)據(jù)終端收發(fā)數(shù)據(jù)包，每次測試收發(fā)包總數(shù)500 包，每包發(fā)送字節(jié)數(shù)128 Bytes，以正確率100%作為判斷依據(jù)。

圖9 所示為信號源，將儀器輸出頻率設(shè)置為15 MHz，由Level 設(shè)置輸出信號強度（單位dBm），控制進入接收端中頻板信號大小。

圖9 信號源

圖10 所示為混頻器，LO 端口接發(fā)送端（即測試用整機），從實驗以及混頻手冊可知，混頻會帶來8 dB 信號損失，因此將LO 輸入激勵強度控制為8 dBm。IF 接信號源，控制混頻器輸入信號強度。RF 為混頻器輸出端，將混頻器輸出信號接入接收端中頻板測試其動態(tài)范圍。

圖10 混頻器

圖11 為數(shù)據(jù)收發(fā)終端，Message recv 為數(shù)據(jù)接收，Message send 為數(shù)據(jù)發(fā)送，Data NO 為收發(fā)數(shù)據(jù)包序號（從1 開始連續(xù)計數(shù)）。Accumulation 為接收數(shù)據(jù)包計數(shù)，如圖11 顯示500 則表示接收端完整接收到500 包數(shù)據(jù)。Send Data 表示每個數(shù)據(jù)包發(fā)送內(nèi)容，本實驗采用隨機自動生成方式，即每包數(shù)據(jù)內(nèi)容隨機且每個數(shù)據(jù)包長度固定為128 Bytes。

圖11 數(shù)據(jù)測試終端

表2 所示為數(shù)字AGC 實際測試結(jié)果，測試上限為14 dBm，即AD 參考電壓所對應(yīng)的最大中頻板信號，中頻板場強再大則會過載造成AD 采集信號有削頂現(xiàn)象。從測試結(jié)果可看出，對于1.2 kbit/s 速率，其中頻板動態(tài)范圍為98 dB（14+84）。對比表1 中53 dB的最大中頻板動態(tài)范圍，新型數(shù)字AGC提高了45 dB，大大拓展了應(yīng)用范圍。結(jié)合前文分析可知新型數(shù)字AGC 動態(tài)范圍可完全覆蓋信道板不同增益值所給出的信號強度，使接收端電臺能全幅值段穩(wěn)定接收信號。

表2 數(shù)字AGC 動態(tài)范圍

4 結(jié)論

在實際通信中，接收端電臺信號強度在快速變化，且信號場強范圍較大。信道板根據(jù)天線口信號強度調(diào)整增益大小將信號以合適強度送入中頻板。中頻板用AD 做信號采樣并進行解調(diào)解碼等基本算法，其動態(tài)范圍由AD 位數(shù)、中頻板底噪以及解調(diào)算法等因素共同確定。當信道板增益區(qū)間以及中頻板動態(tài)范圍不足以覆蓋天線口信號場強變化范圍時，需加入數(shù)字AGC 拓展中頻板動態(tài)范圍，保證接收端電臺可全幅值段穩(wěn)定接收信號。

本文論證了傳統(tǒng)數(shù)字AGC 以及新型數(shù)字AGC，傳統(tǒng)數(shù)字AGC 需與波形結(jié)構(gòu)緊密結(jié)合且存在換頻使能漂移問題，算法受限較多且容易出錯。新型數(shù)字AGC 基于恒包絡(luò)波形特征，采用每個采樣點獨立計算方式，使算法脫離波形結(jié)構(gòu)本身且不與換頻使能結(jié)合，有效避免了傳統(tǒng)數(shù)字AGC 所存在的問題，具有更強的算法通用性。新型數(shù)字AGC算法基本運算單位為FIR 濾波器輸出樣點，對存在多級濾波器的波形可放在任意一級FIR 濾波器輸出信號處。算法應(yīng)用靈活且移植方便，能滿足多種恒包絡(luò)波形數(shù)字AGC 應(yīng)用場景。