基于三電平拓撲的兩級式儲能變流器控制策略

岳菁鵬，張梟，馬凱, 秦妍，董旭柱

(1.廣東電網(wǎng)有限責任公司電力科學研究院，廣東 廣州 510080；2.西安交通大學 電氣工程學院，陜西 西安 710000；3.武漢大學 電氣與自動化學院, 湖北 武漢430072)

近年來，化石燃料消耗引起的全球環(huán)境問題日益嚴重，可再生能源得到了廣泛的應用，以在滿足全球能源需求同時實現(xiàn)環(huán)境友好和可持續(xù)發(fā)展[1-2]。分布式可再生能源相對電網(wǎng)來說是一個不可控的電源，如果直接接入電網(wǎng)，會對電網(wǎng)的穩(wěn)定運行造成一定的負面影響。為了協(xié)調(diào)分布式可再生能源與電網(wǎng)之間的矛盾，提出了微電網(wǎng)的概念，并且其應用受到了越來越多的關注[3-4]。儲能作為微電網(wǎng)中的必要元件，在其運行管理中發(fā)揮著至關重要的作用，利用儲能系統(tǒng)的雙向功率能力和靈活調(diào)節(jié)特性可以有效提高系統(tǒng)對分布式電源的接納能力，在電網(wǎng)輔助運行方面具有不可替代的地位[5-7]。為了更加有效地實現(xiàn)其功能，儲能需要以電力電子變流器為接口連接至電網(wǎng)，二者共同組成儲能變流器。隨著儲能技術日益成熟、成本不斷降低，以及未來智能配電網(wǎng)的發(fā)展，儲能變流器將擁有廣闊的應用前景，針對其拓撲結構與控制策略的研究具有重要意義。

常用的儲能變流器分為單級式和兩級式2種，如圖1所示。

圖1 儲能變流器拓撲結構

單級式儲能變流器將儲能介質與逆變器直接相連，而后連接至電網(wǎng)或負載；兩級式儲能變流器則在儲能介質與逆變器之間加入了一級DC/DC變換器，從而使得儲能輸入電壓有更廣的選擇范圍，同時也可以實現(xiàn)更為靈活的功率控制。變流器拓撲按電平數(shù)進行區(qū)分，一般可以分為兩電平拓撲、三電平拓撲與多電平拓撲。多電平拓撲結構復雜度較高、控制難度大，所以應用較少；兩電平拓撲結構簡單，但存在設備體積大、器件應力大和損耗大等問題；三電平拓撲具有輸出諧波含量低、器件開關損耗低效率高、設備體積小等優(yōu)點，在中高壓大功率逆變器的領域得到了廣泛應用，更具實用價值[8-10]。因此，本文對基于三電平拓撲的兩級式儲能變流器進行控制策略研究。

針對上述問題，文獻[11]和文獻[12]提出中點鉗位型(neutral point clamped, NPC)三電平逆變器的控制策略，對NPC逆變器的工作過程與中點電壓平衡控制策略做了詳細說明，但是其控制策略針對的是單級式拓撲，無法實現(xiàn)寬輸入電壓范圍的儲能變流器應用。文獻[13]提出一種以T型三電平三相半橋為拓撲，集并離網(wǎng)工作模式為一體的電池儲能變流器，闡述了變流器的拓撲結構和工作原理，分析了系統(tǒng)在2種工作模式下不同的控制方式，并研制了樣機，但也是單級拓撲，無法實現(xiàn)寬輸入電壓范圍。文獻[14]提出一種兩級式儲能變流器的控制策略，對直流母線穩(wěn)壓策略進行建模與分析；文獻[15]提出一種基于虛擬同步機(virtual synchronous generator, VSG)控制策略的兩級式儲能變流器的研制方法；文獻[16]詳細研究了兩級式儲能變流器的工作原理、數(shù)學模型、裝置研制等方面，提出相應的控制策略并研制樣機；文獻[17]針對兩級式儲能變流器的數(shù)學模型、多機控制等方面進行詳細研究，提出多機并聯(lián)的控制策略；但是以上4者的DC/DC部分均為兩電平buck-boost結構。文獻[18]對多種三電平DC/DC變換器拓撲進行對比介紹，對三電平DC/DC的工程應用場景進行對比分析，但是沒有對三電平的具體控制策略進行研究。文獻[19]提出一種交錯并聯(lián)的三電平DC/DC變換器的拓撲結構及其控制策略，詳細分析該拓撲區(qū)別于傳統(tǒng)兩電平DC/DC變換器的電感電流紋波特性，并推導出紋波峰峰值解析表達式。但是其針對的僅僅是單獨使用DC/DC的應用場景，與儲能變流器的應用不盡相同。文獻[20]提出一種基于三電平拓撲的兩級式儲能變流器控制策略，采用三電平boost電路與T型逆變器級聯(lián)而成，對各級變流器的工作過程進行建模分析，設計合理的控制算法實現(xiàn)穩(wěn)定運行，但只能實現(xiàn)功率的單向流動，無法實現(xiàn)儲能與電網(wǎng)間功率的雙向流動，仍有提升空間。

本文設計一種DC/DC與DC/AC均采用三電平拓撲的兩級式儲能變流器，前級為三電平buck-boost變換器，后級為NPC逆變器，二者通過直流母線電容級聯(lián)?；谠撏負浣Y構，首先對三電平DC/DC與三電平DC/AC的工作過程進行分析；接著提出相應的控制策略，以實現(xiàn)直流母線電容的穩(wěn)壓以及儲能與電網(wǎng)間功率的雙向流動，同時對電網(wǎng)中的無功負荷進行無功補償，以提高電網(wǎng)輸出功率因數(shù)；最后，利用MATLAB/ Simulink 工具箱搭建仿真模型，驗證本文所提控制策略的正確性與可行性。

1 三電平-兩級式儲能變流器拓撲

基于三電平拓撲的兩級式儲能變流器系統(tǒng)拓撲結構如圖2所示，以最常見的儲能電池作為輸入，圖2中：ibat為采樣的電池輸出電流；Udc為直流母線電壓；iL為LCL第一個濾波電感的電流；uc為濾波電容電壓；ig為電網(wǎng)輸出電流；iload為負載電流。圖中DC/DC部分為三電平buck-boost電路，DC/AC部分為NPC逆變電路。

圖2 三電平-兩級式儲能變流器拓撲結構

由圖2可知，儲能電池與DC/DC相連，DC/DC輸出端通過直流母線電容Cp1和Cp2接入到DC/AC輸入端，DC/AC輸出連接LCL濾波電路，以上各部分共同組成了兩級式儲能變流器。儲能變流器最終與電網(wǎng)及負載相連。NPC逆變電路技術較為成熟，因此對其工作過程與原理不再贅述[5-7]。下面對三電平DC/DC的工作過程進行分析。

如圖2所示，與傳統(tǒng)兩電平雙向DC/DC 變換器不同的是，三電平雙向DC/DC 變換器由兩組開關管組成。上半部分Sa01與Sa02為一組，交替導通；下半部分Sa03與Sa04為一組，交替導通。上下2組開關管之間采用移相控制，即相位相差恒定角度。各開關管主要波形如圖3所示。

圖3 三電平DC/DC各開關管主要波形

圖3中：d1和d2分別為開關管Sa01和Sa03的占空比；Ts為開關周期；a為驅動信號相差的角度，左側為占空比小于0.5的工況，右側為大于0.5的工況。為了使得輸出電壓電流紋波最小，2組開關管之間相位差常取0.5TS，即二者調(diào)制的載波相差半個開關周期。

由圖3可得，開關管占空比大于和小于0.5時系統(tǒng)的工作狀態(tài)有差異，下面先對升壓(boost)工作過程進行分析。根據(jù)2組開關管的開通與關斷狀態(tài)組合，電路可以分為如圖4所示的4種工作狀態(tài)。

圖4 三電平DC/DC變換器boost工作狀態(tài)

a)工作狀態(tài)1：開關管Sa01、Sa03導通，開關管Sa02、Sa04關斷。輸入電源Uin通過電感L、Sa01、Sa03構成的回路為負載提供能量。

b)工作狀態(tài)2：開關管Sa01、Sa04導通，Sa02、Sa03關斷。輸入電源Uin通過電感L、Sa01、Sa04構成的回路為負載提供能量，C12單獨為負載供能。

c)工作狀態(tài)3：開關管Sa02、Sa03導通，Sa01、Sa04關斷。輸入電源Uin通過電感L、Sa02、Sa03構成的回路為負載提供能量，C11單獨為負載供能。

d)工作狀態(tài)4：開關管Sa02、Sa04導通， Sa01、Sa03關斷，電感儲能，電容C11、C12向負載提供能量。

當占空比小于0.5時，工作狀態(tài)包括2、3、4，沒有1；當占空比大于0.5時，工作狀態(tài)包括1、2、3，沒有4。當占空比小于0.5時，根據(jù)1個開關周期內(nèi)電感兩端電壓伏秒平衡可得

(Uin-Uc1)d1+(Uin-Uc2)d2+Uin(1-d1-d2)=0.

(1)

化簡得

Uin=d1Uc1+d2Uc2.

(2)

當占空比大于0.5時，同理，根據(jù)1個開關周期內(nèi)電感兩端電壓伏秒平衡仍然可以得出式(2)。即在占空比大于或者小于0.5時，變換器具有相同的輸入輸出關系。若輸出電容均分輸出電壓，也即Uc1=Uc2=Uout/2，且d1=d2=d，則有

(3)

接下來對降壓(buck)工作過程進行分析，同理可得如圖5所示的4種工作狀態(tài)。

圖5 三電平DC/DC變換器buck工作狀態(tài)

a)工作狀態(tài)1：開關管Sa01、Sa03導通，開關管Sa02、Sa04關斷。輸入電源Uin通過電感L、Sa01、Sa03構成的回路為負載提供能量。

b)工作狀態(tài)2：開關管Sa01、Sa04導通，Sa02、Sa03關斷。電感L以及Sa04構成的回路為負載提供能量，C21單獨為負載供能。

c)工作狀態(tài)3：開關管Sa02、Sa03導通，Sa01、Sa04關斷。電感L、Sa02構成的回路為負載提供能量，C22單獨為負載供能。

d)工作狀態(tài)4：開關管Sa02、Sa04導通， Sa01、Sa03關斷，電感向負載提供能量。

輸入輸出電壓關系推導過程與boost類似，不再贅述。

由此可知，三電平雙向DC/DC變換器與兩電平具有相同的輸入輸出電壓關系，但根據(jù)其拓撲結構與工作狀態(tài)可知，三電平拓撲中開關管只承受了兩電平中一半的應力，損耗更小，且多電平工作模式使得輸出電壓電流諧波小，更具有應用優(yōu)勢。這也是本文所提出的三電平儲能變流器的優(yōu)勢所在。

2 儲能變流器控制策略設計

第1章對基于三電平的兩級式儲能變流器的拓撲結構及其工作過程進行了介紹，本章將設計相應的控制策略。兩級式儲能變流器的控制策略分別針對前級DC/DC變換器及后級DC/AC變換器，通過合理地設計控制策略，實現(xiàn)儲能電池與電網(wǎng)間功率的雙向流動、對電網(wǎng)無功負荷的無功補償、直流母線電壓的穩(wěn)定以及三電平分壓電容中點電壓的平衡。

2.1 前級DC/DC控制策略設計

如前所述，前級DC/DC為雙向三電平buck-boost電路，用于拓寬儲能變壓器的輸入電壓范圍，同時控制儲能電池功率的雙向流動，實現(xiàn)充放電功能。其控制框圖如圖6所示，圖中：Pref為儲能電池功率給定值，正值代表放電，負值代表充電；ubat為儲能電池電壓；ibat為采樣的電池輸出電流。

圖6 前級DC/DC控制框圖

前級DC/DC控制策略采用電流單環(huán)控制，傳統(tǒng)的PI控制器用于控制儲能電池輸出電流跟隨給定值，實現(xiàn)功率的雙向流動。如前所述，三電平DC/DC上下兩組開關管控制信號之間相差半個開關周期，即調(diào)制部分的PWM1與PWM2的載波相差180°，分別用于控制Sa01、Sa02與Sa03、Sa04。

當Pref為正值時，DC/DC工作在boost狀態(tài)，儲能電池恒流放電，功率由儲能流向電網(wǎng)，此時PWM脈沖信號控制開關管Sa02和Sa03工作， Sa01與Sa04處于閉鎖狀態(tài)，僅與之并聯(lián)的二極管起續(xù)流作用。當Pref為負值時，DC/DC工作在buck狀態(tài)，儲能電池恒流充電，功率由電網(wǎng)流向儲能，此時PWM脈沖信號控制開關管Sa01和Sa04工作，Sa02與Sa03處于閉鎖狀態(tài)，僅與之并聯(lián)的二極管起續(xù)流作用。

2.2 后級DC/AC控制策略設計

后級DC/AC為NPC逆變電路，用于穩(wěn)定直流母線電壓以及控制儲能變流器輸出無功功率。由于傳統(tǒng)的PI控制器對交流量控制存在靜態(tài)誤差，因此需要對三相量進行dq變換之后在dq坐標系下進行控制，從而獲得更好的控制效果。其控制框圖如圖7所示，圖中udcref為udc的參考值。

圖7 后級DC/AC控制框圖

圖7中：ug為電網(wǎng)電壓；PLL為鎖相環(huán)；wt為鎖相得電網(wǎng)相位作為dq變換參考相位；iL為逆變側濾波電感電流；Udc為直流母線電壓；下標d和q分別代表d軸分量和q軸分量，下同。

由圖7可知，后級DC/AC的控制環(huán)分為d軸和q軸兩部分。d軸采用電壓電流雙環(huán)控制，用于穩(wěn)定直流母線電壓。電壓外環(huán)反饋值為直流母線電壓，控制其跟隨給定值；電壓外環(huán)的輸出作為電流內(nèi)環(huán)的給定值，平衡逆變器兩側的功率流動。q軸采用電流單環(huán)控制，用于控制逆變器輸出負載所需的無功電流，實現(xiàn)無功補償，其指令值的計算方法推導如下。

根據(jù)瞬時功率理論，dq坐標系下負載功率計算式為：

(4)

由式(4)知，q軸電流iq代表負載所需補償?shù)臒o功電流值。根據(jù)基爾霍夫電流定理，取圖2所示箭頭方向為電流正方向，可得

iload=iinv+ig.

(5)

式中：iinv為逆變器輸出電流；ig為電網(wǎng)輸出電流。轉換到dq坐標系下為

iload_d+iload_q=iinv_d+iinv_q+igd+igq.

(6)

由式(6)知，控制逆變器輸出q軸電流iinv_q等于負載所需的q軸電流iload_q，即可實現(xiàn)對負載無功功率的補償，保證電網(wǎng)輸出中的q軸分量igq為0，提高配電網(wǎng)電能質量。因此q軸指令值為負載電流q軸分量，如圖7所示。

2.3 中點電壓平衡控制策略

三電平變流器直流側存在上下2個分壓電容，如果不加以控制，上下2個電容間的電壓差會逐漸增大，形成中點電壓不平衡，最終導致系統(tǒng)失穩(wěn)。本節(jié)將對中點電壓偏差進行建模分析，并在此基礎上設計中點電壓平衡控制策略。

NPC逆變器三相工作模式相似，因此取A相進行分析，如圖8所示。

圖8 NPC逆變器A相拓撲結構及電流示意圖

設上主開關管Sa1占空比為d1，下主開關管Sa4占空比為d4。則圖8中上半部分電流i1、下半部分電流i2以及總電流i之間與占空比之間的關系為

i1=-d1i,i2=d4i.

(7)

由于三相工作過程一致，可得：

(8)

式中：u1為上方電容Cp1兩端的電壓；u2為下方電容Cp2兩端的電壓；d1和d2的下標abc分別代表ABC三相的上下主管占空比。實際應用中，兩電容的容值大小相等，均為C，則將式(8)兩式相加得

(9)

式中ma、mb、mc為調(diào)制度，ma=d1a-d4a，類似得到mb、mc。將式(8)兩式相減即可得上下電容壓差與占空比間的關系，即

(10)

其中

|mx|=d1x+d4x,(x=a,b,c).

(11)

式(10)即為中點電壓偏差方程，由此可得，為控制上下電壓差，則需要在式(10)右側疊加直流偏移量。本文采用在調(diào)制波上疊加直流分量的方法進行中點平衡控制，其控制框圖如圖9所示，圖9中Pabc為圖7控制框圖中dq軸控制環(huán)后生成的三相調(diào)制波。

圖9 中點電壓平衡控制框圖

3 仿真結果

為了驗證所提出的基于三電平拓撲的兩級式儲能變流器控制策略的正確性與可行性，搭建基于MATLAB/Simulink的仿真模型。

首先驗證本文提出的三電平buck-boost拓撲相較傳統(tǒng)兩電平拓撲的優(yōu)越性，在同等濾波參數(shù)下，當電流指令值設為40 A時，電池恒流放電，2種拓撲下電池輸出電流波形分別如圖10和圖11所示。

圖10 兩電平拓撲下電池輸出電流波形(恒流放電)

圖11 三電平拓撲下電池輸出電流波形(恒流放電)

由圖10和圖11可知，在同等濾波條件下，兩電平拓撲下電池輸出電流紋波達到了近20 A，而三電平拓撲僅4 A，電流輸出紋波大大減小。因此，在同等的THD指標下，三電平儲能變流器對濾波電路的要求比傳統(tǒng)兩電平儲能變流器的要求更低，濾波電感選取更小，從而可以大大減小設備體積，提高設備的功率密度，應用價值更高。

當電流指令值設為負值時，即可對儲能電池進行恒流充電，功率從電網(wǎng)流向儲能設備，如圖12所示。當電流指令值為-40 A，由圖12可知，電網(wǎng)通過儲能變流器給儲能電池恒流充電，充電電流基本跟隨指令值，且充電電流紋波較小，有利于提高儲能電池的使用壽命。

圖12 三電平拓撲下電池輸出電流波形(恒流充電)

本文提出的儲能變流器控制策略還可以用于補償負載所需的無功功率，提高電網(wǎng)輸出功率因數(shù)。當配電網(wǎng)存在無功負荷時，引入儲能變流器前后電網(wǎng)輸出電壓電流分別如圖13和圖14所示。當配電網(wǎng)存在無功負荷時，電網(wǎng)輸出電壓電流存在相位差，即功率因數(shù)不為1；引入儲能變流器后，電網(wǎng)輸出電壓電流間幾乎無相位差，功率因數(shù)得到了顯著提高。

圖13 引入儲能變流器前電網(wǎng)輸出電壓、電流

圖14 引入儲能變流器后電網(wǎng)輸出電壓、電流

直流母線電壓穩(wěn)定以及分壓電容中點電壓平衡是儲能變流器工作的另一重要指標，在引入本文所提中點電壓平衡控制策略前后，直流母線電容電壓波形分別如圖15和圖16所示。此時直流母線電壓指令值為900 V，上下電容電壓均為450 V，直流母線電壓被穩(wěn)定控制在了900 V。在引入中點平衡控制前，上下電容電壓差不斷增大，中點電壓失衡；在引入中點平衡控制后，上下電容電壓差一直在0附近小范圍波動，中點電壓穩(wěn)定。

圖15 引入中點平衡控制前母線電容電壓

圖16 引入中點平衡控制后母線電容電壓

為了實現(xiàn)額定電壓下的逆變，直流母線電壓需要被控制在較高的值，仿真中為900 V，因此若采用單級式拓撲，直流輸入電壓即為直流母線電壓，最低不能低于兩倍相電壓(625 V)，其輸入電壓范圍為625～900 V。而采用本文提出的兩級式拓撲時，直流輸入電壓僅240 V，在boost電路的作用下，直流輸入電壓范圍為240～900 V，實現(xiàn)了寬直流輸入電壓范圍應用。

4 實驗結果

為了驗證本文所提出的基于三電平拓撲的兩級式儲能變流器控制策略的可行性，基于所提出的理論方法研制儲能變流器樣機，并進行相關實驗以驗證控制策略，如圖17和圖18所示。儲能變流器部分關鍵參數(shù)見表1。

表1 儲能變流器關鍵參數(shù)

圖17 實驗現(xiàn)場布局

圖18 儲能變流器局部

如前所述，當電流指令設置為25 A時，儲能設備恒流放電，輸出電壓與輸出電流波形如圖19所示。

圖19 儲能恒流放電時電壓與電流波形

當電流指令設置為-24 A時，電網(wǎng)對儲能設備恒流充電，輸出電壓與輸出電流波形如圖20所示。

圖20 儲能恒流充電時電壓與電流波形

由圖19與圖20知，儲能設備輸出電流可以精準跟隨給定值，實現(xiàn)恒流放電與恒流充電，即實現(xiàn)儲能設備與電網(wǎng)間功率的雙向流動。根據(jù)示波器所測數(shù)據(jù)計算得電流紋波約為4%，隨著電流值的增大紋波值會進一步減小，驗證了本文所提出的三電平DC-DC拓撲結構的優(yōu)越性。

直流母線上下電容的電壓波形如圖21所示。

由圖21，直流母線總電壓為741 V，基本上跟隨了電壓指令值，且母線電壓穩(wěn)定。上下兩電容間電壓差為9 V，實現(xiàn)了中點電壓平衡。

圖21 直流母線電容電壓

令儲能變流器輸出純感性的無功功率以驗證無功補償功能，即buck-boost電流給定值為0，逆變器q軸指令值為14 A(峰值)，此時儲能變流器輸出電壓電流波形如圖22所示。

圖22 輸出純無功時儲能變流器輸出電壓電流

由圖22知，無功電流峰值為13.78，較為精準地跟隨了電流指令值，從而實現(xiàn)無功補償，有效提高配電網(wǎng)功率因數(shù)。由示波器所測數(shù)據(jù)，線電壓與線電流間相位差為120°，為線電壓帶來的30°相位差與純無功帶來的90°相位差之和，表征了輸出電流為純無功電流。

在圖22所示的情況下，給定buck-boost電流指令值為24 A，儲能變流器同時輸出有功功率與無功功率，其輸出電壓電流波形如圖23所示。由圖23知，儲能變流器能夠很好地實現(xiàn)同時出有功功率與無功功率，即滿足前文所述的功率雙向流動與無功補償?shù)亩喙δ茏饔谩?/p>

圖23 同時輸出有功功率和無功功率時儲能變流器輸出電壓電流

5 結束語

隨著新能源發(fā)電與微電網(wǎng)的廣泛應用，儲能成為微電網(wǎng)的重要支撐部分，因此，對于儲能變流器拓撲與控制策略的研究具有重要意義。本文提出了一種基于三電平拓撲的兩級式儲能變流器的控制策略，并研制了樣機，實現(xiàn)了儲能設備與電網(wǎng)間有功功率與無功功率的雙向流動。

本文的研究內(nèi)容彌補了兩級式三電平儲能變流器方面的應用空白，設計了前后級均采用三電平拓撲的儲能變流器，并為該拓撲設計了協(xié)調(diào)控制策略，最終研制了工程可用的樣機。樣機具有電流紋波小、功率密度高、直流輸入電壓范圍寬的優(yōu)點。仿真結果與實驗結果均驗證了所提出拓撲與控制策略的可行性與實用性。