一種新型和差旁瓣抑制陣列天線

梁宇宏 鄧宓原 張?jiān)?溫劍

（中國(guó)西南電子技術(shù)研究所，成都 610036）

引 言

二次雷達(dá)是一種通過(guò)發(fā)射信號(hào)并接收應(yīng)答信號(hào)以獲得目標(biāo)信息的電子設(shè)備，其系統(tǒng)中存在旁瓣干擾的問(wèn)題. 為消除旁瓣干擾，二次雷達(dá)系統(tǒng)機(jī)械掃描的陣列天線通常設(shè)計(jì)為和差雙通道陣列天線或和、差、旁瓣抑制三通道陣列天線.

和、差、旁瓣抑制三通道陣列天線采用旁瓣抑制波束對(duì)和波束進(jìn)行旁瓣抑制，通常有兩種實(shí)現(xiàn)方案[1].第一種方案可以通過(guò)不同饋電網(wǎng)絡(luò)對(duì)同一天線陣列饋電分別形成和波束與旁瓣抑制波束，但旁瓣抑制波束在波束軸兩側(cè)±90°方向上很難覆蓋這個(gè)角度范圍附近的和波束旁瓣. 第二種方案使用獨(dú)立全向天線形成旁瓣抑制波束：如果全向天線安裝在陣列天線的頂部，則和波束與旁瓣抑制波束的相位中心可能是分離的；如果全向天線與陣列天線并排安裝，又有可能相互形成遮擋. 相較于和差雙通道陣列天線方案，和、差、旁瓣抑制三通道陣列天線方案需要在形成和、差波束的基礎(chǔ)上，再形成一個(gè)旁瓣抑制波束. 該方案設(shè)備復(fù)雜度增加，且需要三通道的旋轉(zhuǎn)關(guān)節(jié)或者天線內(nèi)部增加射頻開(kāi)關(guān)，同時(shí)還需要三個(gè)接收機(jī)進(jìn)行處理，在實(shí)際應(yīng)用中還存在電氣性能實(shí)現(xiàn)困難的問(wèn)題.

和差雙通道陣列天線采用差波束對(duì)和波束進(jìn)行旁瓣抑制. 差波束電平比和波束旁瓣電平高則為覆蓋，差波束電平與和波束旁瓣電平之差為旁瓣抑制裕度，和波束旁瓣電平高于差波束電平之點(diǎn)稱為穿刺點(diǎn). 穿刺點(diǎn)的存在觸發(fā)應(yīng)答機(jī)的誤應(yīng)答，造成應(yīng)答機(jī)占據(jù)，影響系統(tǒng)的識(shí)別性能和抗干擾能力. 文獻(xiàn)[2]報(bào)道了一種采用差通道對(duì)和通道進(jìn)行旁瓣抑制的二次雷達(dá)天線，該天線能在俯仰?1°～+30°、方位?60°～+60°(即120°)范圍內(nèi)，實(shí)現(xiàn)差通道對(duì)和通道信號(hào)旁瓣的覆蓋，但并未在方位360°范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)差通道對(duì)和通道信號(hào)旁瓣的全覆蓋. 文獻(xiàn)[3]介紹了一種和差旁瓣抑制的毫米波微帶天線，該天線覆蓋率達(dá)到98.47%，但文獻(xiàn)中僅給出了±90°范圍的方向圖測(cè)試值. 文獻(xiàn)[4]采用遺傳算法對(duì)和差雙通道陣列天線的口徑分布進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)，得到了比切比雪夫和三角分布更好的旁瓣抑制裕度，差波束在180°前半空間內(nèi)覆蓋和波束旁瓣，但仍然無(wú)法實(shí)現(xiàn)360°范圍內(nèi)對(duì)和波束旁瓣的全覆蓋. 文獻(xiàn)[5]介紹了一種相對(duì)工作帶寬為15.6%的低副瓣單脈沖陣列天線，但該天線在180°前半空間內(nèi)存在穿刺點(diǎn). 文獻(xiàn)[6]報(bào)道了一種應(yīng)用于二次雷達(dá)的旁瓣抑制天線，在和差雙通道陣列天線的上方各增加一個(gè)這樣的旁瓣抑制陣列天線，二者共同形成一個(gè)新的波束. 該波束具備差波束的特性，同時(shí)能夠在較寬的方位面范圍內(nèi)覆蓋和波束旁瓣；但該方案設(shè)計(jì)復(fù)雜、天線縱向尺寸大，并且也未能在360°范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)旁瓣抑制. 國(guó)外現(xiàn)役裝備的詢問(wèn)天線差波束對(duì)和波束旁瓣覆蓋率要求未提100%，典型的設(shè)計(jì)值為大于95%、98%等[7-8]，如毫米波單脈沖詢問(wèn)天線，國(guó)際先進(jìn)水平為99.71%，我國(guó)為95%左右[8]. 從目前國(guó)內(nèi)外公開(kāi)的資料看，現(xiàn)有和差雙通道陣列天線均未實(shí)現(xiàn)差波束對(duì)和波束旁瓣的全覆蓋.

針對(duì)當(dāng)前和差陣列天線旁瓣抑制能力的不足，本文設(shè)計(jì)了一種和差雙通道旁瓣抑制陣列天線. 通過(guò)在和差陣列天線的前向陣列的后側(cè)增加后向單元，使其與前向陣列進(jìn)行合成，形成一個(gè)新的差波 束，實(shí)現(xiàn)了其對(duì)和波束旁瓣的全覆蓋. 該天線的設(shè)計(jì)方案從機(jī)理上屏除了對(duì)和波束性能的影響，同時(shí)該天線還具有良好的差波束特性. 最后結(jié)合仿真及實(shí)際測(cè)試結(jié)果驗(yàn)證了文中方法的有效性.

1 和差雙通道陣列天線分析與設(shè)計(jì)

為滿足二次雷達(dá)系統(tǒng)的需求，包括作用距離、分辨力等指標(biāo)要求，二次雷達(dá)系統(tǒng)機(jī)械掃描的陣列天線應(yīng)有足夠高的和波束增益，同時(shí)其差波束的零深應(yīng)足夠大. 圖1為傳統(tǒng)的8單元和差雙通道陣列天線的原理框圖. 該陣列天線由前向陣列(由8個(gè)天線單元組成)、功分器1、功分器2、和差器、射頻電纜等組成. 為實(shí)現(xiàn)天線和波束低旁瓣方向圖，采用泰勒?28 dB幅度加權(quán)，1～8端口幅度加權(quán)(單位W)為：0.106 4∶0.304 6∶0.686 4∶1∶1∶0.686 4∶0.304 6∶0.106 4.天線單元采用印刷振子天線，8個(gè)天線單元等間距排布，間距為210 mm.

圖1 傳統(tǒng)和差雙通道陣列天線原理框圖Fig. 1 The principle block of traditional sumdifference array antenna

對(duì)于N個(gè)排布在Y軸上的天線單元組成的線陣天線陣，其遠(yuǎn)場(chǎng)方向圖為[7]

式中：fi(θ,φ) 為 單元天線方向圖；Ii為第i個(gè)單元的激勵(lì)電流幅值；k=2π/λ為 波數(shù)，λ 為工作波長(zhǎng)；yi為第i個(gè)單元的坐標(biāo)位置； φi為第i個(gè)單元的激勵(lì)電流相位值.

采用具備寬帶特性的縫隙耦合饋電振子天線作為天線單元. 天線單元的介質(zhì)厚度為2 mm，介電常數(shù)為2.5. 天線單元結(jié)構(gòu)如圖2所示，其尺寸取值如表1所示.

表1 天線單元尺寸Tab. 1 Dimensions of the array element mm

圖2 天線單元結(jié)構(gòu)Fig. 2 Geometry of the array element

采用HFSS軟件對(duì)該8單元天線陣列進(jìn)行仿真，其仿真模型如圖3所示.

圖3 天線陣列的仿真模型Fig. 3 The simulation model of the array antenna

天線工作在L頻段，選取工作頻帶內(nèi)低頻fL、中心頻率f0、高頻fH進(jìn)行仿真計(jì)算，天線的方位面和差方向圖如圖4所示.

圖4 方位面和差仿真方向圖Fig. 4 Simulation pattern of the sum-difference beam

從圖4可見(jiàn)，在方位面的絕大部分區(qū)域，差波束電平均比和波束旁瓣電平高，但部分區(qū)域仍然存在穿刺的現(xiàn)象，即差波束電平小于和波束旁瓣電平. 穿刺點(diǎn)的存在會(huì)觸發(fā)應(yīng)答機(jī)的誤應(yīng)答，不滿足二次雷達(dá)系統(tǒng)的要求.

穿刺點(diǎn)主要集中在天線的后瓣區(qū)域和側(cè)方向區(qū)域(即偏離法向90°的區(qū)域). 由此，一種思路是進(jìn)一步降低陣列天線和波束的后瓣電平和側(cè)方向旁瓣電平. 但是由于和、差波束均是采用同樣的陣列天線實(shí)現(xiàn)，差波束的后瓣電平與和波束后瓣電平同等變化，因而無(wú)法實(shí)現(xiàn)差波束對(duì)和波束旁瓣的全覆蓋. 另一種思路是增加寬波束后向單元，即后向單元與差波束通道進(jìn)行合成，共同形成差波束，以此提高差波束在后瓣區(qū)域和側(cè)方向區(qū)域的電平，同時(shí)又不影響和波束的各方面輻射特性.

在工作頻帶范圍內(nèi)，由8個(gè)單元構(gòu)成的前向天線陣列和波束3 dB波束寬度約為9.3°～11.4°. 當(dāng)形成差波束時(shí)，0°附近區(qū)域(在和波束主瓣附近區(qū)域)和?180°附近區(qū)域(在和波束后瓣附近區(qū)域)的遠(yuǎn)場(chǎng)相位方向圖如圖5所示.

圖5 不同區(qū)域差波束遠(yuǎn)場(chǎng)相位方向圖Fig. 5 Phase radiation pattern of the difference beam in different regions

由于和差器使前向天線陣列的左右兩部分存在180°相差，從圖5仿真結(jié)果可見(jiàn)，對(duì)于各個(gè)頻點(diǎn)，前向天線陣列形成差波束時(shí)，分別關(guān)于0°和?180°對(duì)稱的角度處的遠(yuǎn)場(chǎng)相位差在180°左右. 若后向單元為1個(gè)，則該后向單元在0°和?180°角度附近區(qū)域?yàn)檫B續(xù)相位變化，關(guān)于0°和?180°對(duì)稱的角度處的遠(yuǎn)場(chǎng)相位差不會(huì)在180°左右，也不會(huì)出現(xiàn)類似于差波束的幅度方向圖. 此時(shí)，后向單元與差波束通道合成后，無(wú)法在全工作頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)差波束對(duì)和波束旁瓣的全覆蓋，并且還會(huì)抬高前向陣列差波束的零深電平. 因此，后向單元設(shè)計(jì)為2個(gè)，且幅度和相位均可進(jìn)行調(diào)節(jié)設(shè)計(jì). 本文的和差雙通道陣列天線原理框圖如圖6所示.

圖6 本文的和差雙通道陣列天線原理框圖Fig. 6 The principle block of the sum-difference array antenna in this paper

2個(gè)后向單元放置在前向陣列中心的后向，均采用與前向陣列相同的振子天線. 2個(gè)后向單元間距設(shè)置為140 mm. 天線陣列仿真模型如圖7所示.

圖7 帶后向單元的天線陣列仿真模型Fig. 7 The simulation model of the array antenna with back element antenna

2 幅相加權(quán)設(shè)計(jì)

為了在工作頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)差波束對(duì)和波束旁瓣的全覆蓋，需要對(duì)如圖7所示的天線陣列的各個(gè)單元的幅度和相位進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì). 如第1節(jié)所述，前向陣列的1～8號(hào)天線單元仍然采用與傳統(tǒng)陣列相同的幅度與相位加權(quán)分布. 對(duì)于1～8天線端口，幅度同樣采用泰勒?28 dB幅度加權(quán)；當(dāng)形成和波束時(shí)，相位加權(quán)為(單位rad，下同)0∶0∶0∶0∶0∶0∶0∶0；當(dāng)形成差波束時(shí)，相位加權(quán)為0∶0∶0∶0∶?π∶?π∶?π∶?π. 下面只需對(duì)2個(gè)后向單元的幅度和相位進(jìn)行設(shè)計(jì)即可. 令第9號(hào)單元的幅度變量和相位變量分別為：A1和P1；第10號(hào)單元的幅度變量和相位變量分別為：A2和P2.其中，Ai∈(0,1]，Pi∈(?2π,0],i=1,2.

這是一個(gè)多目標(biāo)求解、多變量?jī)?yōu)化設(shè)計(jì)的問(wèn)題，采用傳統(tǒng)的天線陣綜合方法很難得出較好的結(jié)果.全局優(yōu)化算法，如遺傳算法、粒子群算法以及凸優(yōu)化算法[8-9]被越來(lái)越多地應(yīng)用到天線陣綜合中，并取得了良好的應(yīng)用效果. 對(duì)于特定問(wèn)題，凸優(yōu)化算法具有運(yùn)算量小、收斂速度快的優(yōu)點(diǎn). 針對(duì)本文求解問(wèn)題，未知量相對(duì)較少，采用遺傳算法進(jìn)行優(yōu)化計(jì)算. 遺傳算法具有很好的全局優(yōu)化特性，在解決大空間、非線性、全局尋優(yōu)等復(fù)雜問(wèn)題時(shí)具有獨(dú)特的優(yōu)越性[10-14].本文采用一種改進(jìn)的遺傳算法[15-17]結(jié)合HFSS軟件來(lái)對(duì)本問(wèn)題進(jìn)行求解，其基本流程圖如圖8所示.

圖8 遺傳算法計(jì)算流程Fig. 8 Flowchart of the genetic algorithm

遺傳算法在優(yōu)化計(jì)算過(guò)程中基本不利用外部信息，僅以適應(yīng)度函數(shù)為依據(jù)，利用種群中每個(gè)個(gè)體的適應(yīng)度函數(shù)值來(lái)進(jìn)行搜索尋優(yōu). 因此適應(yīng)度函數(shù)關(guān)系到整個(gè)遺傳算法的性能[18]，直接影響到遺傳算法的收斂速度以及能否找到近似最優(yōu)解. 本文優(yōu)化目標(biāo)是使差波束對(duì)和波束旁瓣全覆蓋，為了使算法朝向目標(biāo)方向進(jìn)行優(yōu)化，采用分段函數(shù)來(lái)設(shè)計(jì)適應(yīng)度函數(shù).

陣列天線方向圖在方位面的角度表示為θ∈[?180°,180°]，步進(jìn)角度為1°. 以分貝表示的和通道方位面方向圖為 Sum_dB(θ)；以分貝表示的差通道方位面方向圖為 Dif_dB(θ). 為了求解fL～fH工作頻帶內(nèi)的天線電氣性能，令需求解的工作頻點(diǎn)為從fL至fH，步進(jìn)頻率為Δf=0.01 GHz，求解頻點(diǎn)數(shù)為. 由此需求解的工作頻點(diǎn)fi可以表示為：fi=fL+Δf×(i?1),i=1,2,···,N. 由于天線實(shí)物加工誤差及通道不一致性等因素的影響，差波束與和波束旁瓣的差值必須留有足夠的余量，才能保證天線實(shí)物的差波束對(duì)和波束旁瓣的覆蓋. 令差波束與和波束旁瓣的差值門限為V=4dB. 對(duì)于工作頻點(diǎn)fi，令和波束旁瓣角度區(qū)域?yàn)镾i， 若Dif_dB(θ)?Sum_dB(θ)

本文的遺傳算法目標(biāo)函數(shù) f itness 的設(shè)置方法為：其中，B1、B2、w為目標(biāo)函數(shù)調(diào)節(jié)權(quán)重，根據(jù)計(jì)算情況調(diào)節(jié)各部分的權(quán)重，以得到更好的結(jié)果. 目標(biāo)函數(shù) fitness值越大，越能產(chǎn)生理想的結(jié)果. 經(jīng)過(guò)多次優(yōu)化后，在這里令B1=200、B2=500、w=0.5.

初始群體規(guī)模為150，進(jìn)化代數(shù)為500，優(yōu)化到第428代得到了較好的結(jié)果. 當(dāng)陣列天線形成差波束時(shí)，10個(gè)單元的幅相加權(quán)如表2所示.

表2 計(jì)算得到的單元幅相分布Tab. 2 Caculated amplitude and phase distribution of elements

3 仿真與測(cè)試

對(duì)后向單元特性進(jìn)行分析時(shí)，僅對(duì)后向單元進(jìn)行加權(quán). 此時(shí)，采用如表2所示的幅相加權(quán)值，同時(shí)1～8號(hào)單元的幅度值為0. 后向單元在工作頻帶為低頻fL、中心頻率f0、高頻fH的遠(yuǎn)場(chǎng)幅度方向圖和在0°附近區(qū)域的遠(yuǎn)場(chǎng)相位方向圖分別如圖9和10所示.

圖9 遠(yuǎn)場(chǎng)幅度方向圖Fig. 9 Far-field amplitude radiation pattern

從圖9和圖10可見(jiàn)，后向單元在方位面0°區(qū)域形成了類似于差波束的特性. 采用如表2所示的幅相加權(quán)值，使前向陣列和后向天線單元共同形成合成差波束. 該合成差波束與僅采用前向陣列形成的差波束相比，在方位向法向±30°范圍內(nèi)基本一致，在方位面其他角度范圍內(nèi)電平有明顯提升. 合成差波束與前向陣列形成的初始差波束在頻帶內(nèi)的最大增益差為0.59 dB，零深均小于?40 dB. 二者的方向圖對(duì)比如圖11所示.

圖10 遠(yuǎn)場(chǎng)相位方向圖(方位面0°附近區(qū)域)Fig. 10 Far-field phase radiation pattern(azimuthal range around 0°)

圖11 典型頻點(diǎn)方位面差波束對(duì)比Fig. 11 The comparison of the difference beam pattern at typical frequencies

采用該合成差波束與和波束進(jìn)行覆蓋分析驗(yàn)證.全頻帶(步進(jìn)0.01 GHz)及典型的工作頻點(diǎn)的和差方向圖仿真結(jié)果如圖12所示.

圖12 全頻帶和典型頻點(diǎn)方位面和差仿真方向圖Fig. 12 Simulation pattern of the sum-difference beam at all bands and typical frequencies

從圖12仿真結(jié)果可見(jiàn)，在工作頻帶范圍內(nèi)，差波束實(shí)現(xiàn)了對(duì)和波束旁瓣的全覆蓋，并且差波束電平比和波束旁瓣電平高至少5 dB.

采用上文所述的理論分析和設(shè)計(jì)，研制了和差旁瓣抑制陣列天線，實(shí)物如圖13所示.

圖13 和差旁瓣抑制陣列天線照片F(xiàn)ig. 13 Photo of the sum-difference side lobe suppression array antenna

在微波暗室，采用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀Agilent 5242A對(duì)和差旁瓣抑制陣列天線進(jìn)行了測(cè)試. 該天線在工作頻帶為低頻fL、中心頻率f0、高頻fH的方位面和差測(cè)試歸一化方向圖如圖14所示.

圖14 典型工作頻點(diǎn)方位面和差實(shí)測(cè)方向圖Fig. 14 Test pattern of the sum-difference beam at typical frequencies

該陣列天線為無(wú)源陣列，功分器、和差器和射頻電纜的插損約為2.0 dB. 經(jīng)實(shí)測(cè)并對(duì)測(cè)試結(jié)果進(jìn)行統(tǒng)計(jì)，陣列天線在工作頻帶內(nèi)方位角360°范圍內(nèi)，能夠?qū)崿F(xiàn)差波束對(duì)和波束旁瓣的全覆蓋，并且方位面的差波束電平比和波束旁瓣電平高至少3 dB. 在工作頻帶內(nèi)，該陣列天線的和波束增益為13.8～14.6 dBi，波束寬度約為10.1°～11.4°. 由于該天線與傳統(tǒng)的和差陣列天線具有相同的和波束設(shè)計(jì)，因此不影響和波束特性. 差波束零深為?32～?30 dB，具有較深的零深. 同時(shí)，和增益與差增益之差為4.6～4.8 dB，滿足系統(tǒng)對(duì)和差增益差值的要求.

4 結(jié) 論

本文設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于二次雷達(dá)的和差旁瓣抑制陣列天線. 在傳統(tǒng)的8單元和差陣列天線的前向陣列的后側(cè)增加了2個(gè)后向單元，使其與前向陣列進(jìn)行合成，從而在不影響和波束特性的前提下，提高差波束對(duì)和波束旁瓣的覆蓋特性. 采用改進(jìn)的遺傳算法結(jié)合電磁仿真計(jì)算軟件，對(duì)該和差旁瓣抑制天線進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)，計(jì)算得到了天線陣列單元的幅度與相位加權(quán)值. 通過(guò)仿真得到了較好的效果，并研制了相應(yīng)的和差旁瓣抑制陣列天線. 實(shí)測(cè)結(jié)果表明，和差旁瓣抑制陣列天線在相對(duì)帶寬為13.2%的工作帶寬內(nèi)，方位角360°范圍內(nèi)能夠?qū)崿F(xiàn)差波束對(duì)和波束旁瓣的全覆蓋. 該陣列天線具備與傳統(tǒng)的和差陣列天線相同的和波束特性，同時(shí)差波束有較深的零深，和增益與差增益之差也滿足系統(tǒng)的要求. 該和差旁瓣抑制陣列天線適用于如航空交通管制、敵我識(shí)別的二次雷達(dá)系統(tǒng)領(lǐng)域，具有較強(qiáng)的應(yīng)用前景.