基于超材料角反射面的高增益高效率雙圓極化Fabry-Perot 天線設(shè)計*

趙振宇 劉海文? 陳智嬌 董亮 常樂 高萌英

1) (西安交通大學(xué)信息與通信工程學(xué)院，西安 710049)

2) (北京郵電大學(xué)電子工程學(xué)院，北京 100876)

3) (中國科學(xué)院云南天文臺，昆明 650216)

基于射線跟蹤模型，提出了一種超材料角反射面結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)了Fabry-Perot 天線增益和口徑效率的提升.首先對基于超材料角反射面的Fabry-Perot 天線進行了理論推導(dǎo)和分析.然后，設(shè)計并分析了雙圓極化饋源、基于超材料角反射面的Fabry-Perot 天線及其性能.最后，對所提出的Fabry-Perot 天線模型進行了制造和測試.結(jié)果表明，該天線的左圓極化增益和右圓極化增益分別為21.4 dBi 和21.3 dBi.相比饋源天線，增益分別提高了16.4 dB 和16.3 dB.與傳統(tǒng)Fabry-Perot 天線相比，所提出超材料角反射面同時充當(dāng)了反射面和相位校正面，實現(xiàn)了對Fabry-Perot 天線邊緣電磁波的有效調(diào)控.所設(shè)計Fabry-Perot 天線工作在2.8 GHz 頻段，具有高增益、高口徑效率和低旁瓣的優(yōu)點，滿足了太陽射電望遠鏡F107 指數(shù)觀測的需求.

1 引言

太陽在10.7 cm 波長(2.8 GHz)的輻射流量是描述太陽爆發(fā)活動的重要參數(shù)，稱為F107 指數(shù)[1].在太陽F107 指數(shù)觀測中，太陽射電望遠鏡需要高靈敏度和高空間分辨率，因此需要射電望遠鏡天線具有高增益.傳統(tǒng)太陽射電望遠鏡一般采用高增益的拋物面天線.然而，拋物面天線自身結(jié)構(gòu)導(dǎo)致了天線體積龐大、剖面高、制造成本高[2].因此開展高增益、低成本、低剖面天線具有重要研究價值.

近年來，超材料由于其獨特的電磁特性引起了學(xué)者廣泛關(guān)注[3，4].在微波領(lǐng)域，超材料被廣泛應(yīng)用于提高天線性能[5]，例如提高天線增益[6-7]、減小雷達散射截面[8]、濾波[9]、極化轉(zhuǎn)換[10].其中，將超材料結(jié)構(gòu)放置在饋源之上形成Fabry-Perot(F-P)天線[11]，因其具有高增益、低剖面、饋電網(wǎng)絡(luò)簡單的優(yōu)點而被廣泛研究[12].然而，受限于其輻射機理，當(dāng)F-P 天線物理尺寸較大時，天線的口徑效率迅速下降.例如，當(dāng)F-P 天線物理口徑大于3 倍波長時，F(xiàn)-P 天線的口徑效率小于30%[13].通常提升FP 天線增益和口徑效率的方式有三種.第一種是設(shè)計反射系數(shù)幅值高的超材料單元增強F-P 天線增益[14，15].例如，文獻[14]設(shè)計了一種高反射系數(shù)超材料單元作為F-P 天線的覆層，實現(xiàn)了16.35 dBi的增益.第二種方式是使用天線陣列作為F-P 天線饋源.文獻[16]中采用2×2 天線陣作為F-P 天線饋源，其峰值增益和口徑效率分別為19.4 dBi和39.1%.第三種方式是采用多層超材料作為F-P天線覆層[17-19].文獻[17]中采用了部分反射表面和相位校正超表面構(gòu)成多層超材料結(jié)構(gòu)，通過將相位校正超表面放置部分反射表面上方，實現(xiàn)對F-P天線傳輸相位進一步校正，從而提高了天線增益.文獻[18]提出一種基于菲涅耳波帶板的多層超表面結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)了21 dBi 的高增益和25%的口徑效率.多層超材料結(jié)構(gòu)能夠在保持F-P 天線口徑不變情況下，能夠有效地提升天線增益和口徑效率，但也增加了天線整體剖面高度和成本[19].

針對上述問題，本文提出了一種基于超材料角反射面的高增益高效率F-P 天線.所提出的FP 天線由超材料角反射面和雙圓極化貼片天線饋源組成.超材料角反射面包括4 個相位校正超表面(phase correction metasurface，PCM)和1 個非均勻部分反射表面(partially reflective surface，PRS).超材料角反射面同時充當(dāng)了反射面和相位校正面，使得饋源輻射的電磁波在到達F-P 諧振腔邊緣時，經(jīng)相位補償后重新反射回到諧振腔內(nèi).超材料角反射面不僅增加了電磁波在F-P 諧振腔內(nèi)反射次數(shù)，還減少了諧振腔邊緣的散射和漏射，因此有效地提高了天線增益和口徑效率.

2 理論分析

傳統(tǒng)的F-P 天線的通常由PRS 和貼片天線饋源組成，如圖1 所示.饋源輻射電磁波通過在地平面和PRS 之間多次反射后，形成同相干涉，從而提高饋源的方向性.根據(jù)射線跟蹤模型[20]，在忽略傳輸損耗情況下，F(xiàn)-P 天線的電場強度函數(shù)如(1)式所示.其中f(α) 和E0分別是饋源天線的歸一化方向圖函數(shù)和電場強度幅值最大值，ρ是PRS 的反射系數(shù)幅值，Φ是電場波在PRS 和地平面一個反射周期內(nèi)的相位差，如(2)式所示.式中φPRS和φGND分別是PRS 和地平面的反射相位.h是PRS 和地平面之間的距離，λ是自由空間波長，α是電磁波輻射方向角.

圖1 傳統(tǒng)F-P 天線剖面圖Fig.1.Sectional view of the traditional F-P antenna.

通常情況下，PRS 和地平面的反射相位為π.當(dāng)F-P 諧振腔高度h為半個波長時，F(xiàn)-P 天線在α=0°處方向性系數(shù)取得最大值，如(3)式所示.(3)式中D是F-P 天線相比于饋源的增加的方向性系數(shù).從(3)式可以看出，方向性系數(shù)D只與PRS的反射系數(shù)幅值ρ有關(guān)，反射系數(shù)幅值越大，方向性系數(shù)D的數(shù)值越大.

然而，(3)式只考慮了α=0°和天線尺寸無限大的理想情況.在實際應(yīng)用中，天線尺寸是有限的，且饋源的輻射方向角α包含了各種方向.考慮到不同輻射方向角α對天線增益的影響，方向性系數(shù)D表達式應(yīng)改為(4)式.從(4)式可以看到，方向性系數(shù)D不僅與反射系數(shù)幅值ρ有關(guān)，也與一個周期內(nèi)反射相位差Φ有關(guān).因此，可以通過校正不同輻射方向電磁波的相位，進一步提高F-P 天線的增益.

基于上述原理，提出了一種基于超材料角反射面的F-P 天線，如圖2 所示.通過在PRS 四周增加了4 個PCM 構(gòu)成超材料角反射面，能夠?qū)崿F(xiàn)對F-P 天線邊緣電磁波進行相位校正，從而提升天線增益.根據(jù)電磁波干涉原理，當(dāng)PCM 反射相位φPCM與周期內(nèi)的相位差Φ同相時，天線方向性經(jīng)同相干涉得到增強，如(5)式所示.當(dāng)電磁波在FP 諧振腔內(nèi)經(jīng)過多次反射到達PCM 時，PCM 同時充當(dāng)了相位校正面和反射面，將電磁波經(jīng)相位校正后重新反射回諧振腔內(nèi).因此，有限尺寸的F-P天線通過PCM 近似擴展為無限大尺寸天線，實現(xiàn)了增益和口徑效率的提高.

圖2 基于超材料角反射面的F-P 天線原理圖Fig.2.Principle of the F-P antenna with metamaterialbased corner reflector.

3 天線結(jié)構(gòu)設(shè)計與分析

太陽在2.8 GHz 頻段的輻射流量同時包含了左旋圓極化和右旋圓極化分量，因此要求天線能夠同時接收雙圓極化電磁波.基于太陽F107 指數(shù)觀測需求，本節(jié)設(shè)計了一種用于F107 指數(shù)觀測的高增益高效率雙圓極化F-P 天線，如圖3 所示.該F-P天線主要由兩部分組成，雙圓極化貼片天線饋源和超材料角反射面.饋源包括方形貼片、蝕刻2 個H 形縫隙的地平面、介質(zhì)基板以及正交電橋饋電網(wǎng)絡(luò).超材料角反射面包含4 個PCM 和1 個非均勻PRS.非均勻PRS 由13×13 個相同的PRS 單元和加長的介質(zhì)基板組成.單個PCM 由2×18 個相同的PCM 單元和介質(zhì)基板組成.4 個PCM 分布在非均勻PRS 和饋源的中間，與非均勻PRS 一起構(gòu)成角反射面.

圖3 所設(shè)計F-P 天線3 維結(jié)構(gòu)圖Fig.3.Exploded view of the designed F-P antenna.

3.1 雙圓極化天線饋源設(shè)計

貼片天線具有體積小、重量輕、成本低的優(yōu)點，被廣泛用于F-P 天線的饋源.本文設(shè)計了一個雙圓極化貼片天線作為F-P 天線饋源.圖4 展示了雙圓極化貼片天線的幾何結(jié)構(gòu)，具體設(shè)計參數(shù)列于表1 中.

表1 天線參數(shù)Table 1.Parameters of the proposed antenna.

圖4 貼片天線饋源結(jié)構(gòu)圖Fig.4.The geometry of the patch antenna feed.

雙圓極化貼片天線由方形貼片、蝕刻兩個H 形縫隙的地平面、正交電橋饋電網(wǎng)絡(luò)以及兩個堆疊放置的Rogers4350B 介質(zhì)基板組成.方形貼片和饋電網(wǎng)絡(luò)分別位于介質(zhì)基板的頂部和底部，中間層由蝕刻H 形槽的地平面隔開.方形貼片與饋電網(wǎng)絡(luò)通過H 形縫隙耦合饋電.貼片天線的雙圓極化由正交電橋饋電網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn).為了減少饋電網(wǎng)絡(luò)的不連續(xù)性，在微帶線的拐角處進行了三角形枝節(jié)切割.

在軟件HFSS 中對所設(shè)計饋源進行建模和仿真，圖5 為饋源軸比和增益仿真結(jié)果圖.從圖5 中可以觀察到，饋源的左旋圓極化增益和右旋圓極化增益具有高度一致性，在2.8 GHz 頻點處的左旋圓極化增益和右旋圓極化增益分別為5.0 dBi 和4.9 dBi.饋源的左旋圓極化帶寬為2.63—3.09 GHz，右旋圓極化帶寬為2.61—3.01 GHz，滿足了太陽F107指數(shù)的觀測帶寬要求.

圖5 貼片天線饋源軸比和增益Fig.5.Simulated axial ratio and gain of the antenna feed.

3.2 基于超材料角反射面的F-P 天線設(shè)計

為了提高雙圓極化天線饋源的增益，在饋源上方放置PRS 構(gòu)成F-P 天線.由(3)式可知，理想情況下F-P 天線的方向性隨著PRS 的反射系數(shù)幅值增加而增加.本文采用了高反射系數(shù)幅值的方形貼片作為PRS 單元.相比其他結(jié)構(gòu)的PRS 單元，方形貼片PRS 單元具有設(shè)計簡單、反射系數(shù)幅值方便調(diào)節(jié)、極化對稱性好的優(yōu)點.圖6 展示了所設(shè)計的方形貼片PRS 單元，該單元由Rogers 4350B介質(zhì)基板和方形金屬貼片組成，具體設(shè)計參數(shù)如表1 所列.

圖6 PRS 單元結(jié)構(gòu)Fig.6.The PRS unit structure.

在軟件HFSS 中對介質(zhì)基板和PRS 單元進行建模和仿真，得到PRS 單元和介質(zhì)基板的反射系數(shù)如圖7 所示.從圖7 中可以觀察到，PRS 單元在2.8 GHz 下反射系數(shù)幅值和相位分別為0.968 和—164°，而純介質(zhì)基板反射系數(shù)幅值只有0.12.F-P諧振腔高度h可以通過(2)式計算得到.理論計算F-P 諧振腔的高度為0.52 個波長，諧振腔高度實際高度h為57 mm，約等于0.53 個波長.

圖7 PRS 單元和介質(zhì)基板的反射系數(shù)Fig.7.Reflection coefficient of the PRS unit and substrate.

在完成PRS 單元和F-P 諧振腔高度設(shè)計后，本文提出了兩種F-P 天線結(jié)構(gòu)(天線A 和天線B)，如圖8 所示.天線A 結(jié)構(gòu)為基于均勻PRS 的傳統(tǒng)F-P 天線，天線B 為基于非均勻PRS 的F-P 天線.與天線A 相比，天線B 在保持PRS 單元個數(shù)不變的情況下，僅增加了PRS 介質(zhì)基板和地平面四周的長度，增加的長度為w1.

圖8 兩種F-P 天線結(jié)構(gòu) (a) 天線A;(b) 天線BFig.8.Two F-P antenna structures:(a) Antenna A;(b) antenna B.

圖9 展示了天線A 和天線B 的左旋圓極化增益對比結(jié)果.從圖9 可以看出，隨著PRS 單元數(shù)量的增加，天線A 和天線B 增益都先提高，然后再降低.而且，在相同數(shù)量的PRS 單元情況下，天線B 的增益總是高于天線A 的增益.綜合考慮天線口徑效率和增益性能，PRS 單元個數(shù)被設(shè)計為13×13.此時，天線A 和天線B 在2.8 GHz 頻點處增益分別為21.1 dBi 和21.4 dBi.相比均勻PRS結(jié)構(gòu)，非均勻PRS 結(jié)構(gòu)主要有以下兩個優(yōu)點.

圖9 天線A 和天線B 增益與PRS 單元個數(shù)關(guān)系Fig.9.Simulated gain of antenna A and antenna B with different PRS units.

1) 非均勻PRS 結(jié)構(gòu)增加了天線的物理口徑，從而增加了電磁波F-P 諧振腔內(nèi)的反射次數(shù)，從而提高了天線增益.此外，基于非均勻PRS 的天線B 由于也同樣地增加了地平面長度，因此也有效減少了電磁波在天線邊緣的后向輻射，原理如圖8 所示.

2) 非均勻PRS 結(jié)構(gòu)大大簡化了PCM 設(shè)計難度.根據(jù)(5)式可知，當(dāng)電磁波以方向角α=0°平行入射PCM 時，PCM 表面的金屬結(jié)構(gòu)相當(dāng)于理想電導(dǎo)體，導(dǎo)致PCM 反射相位為180°，而此時理想反射相位為0°.而且當(dāng)電磁波以不同方向角α斜入射PCM 時，對應(yīng)PCM 的理想反射相位不同.而PCM 難以實現(xiàn)對寬入射角的電磁波同時進行相位補償.非均勻PRS 結(jié)構(gòu)則能夠解決上述兩個問題，其原理如圖10 所示.當(dāng)電磁波以小角度α入射到非均勻PRS 邊緣時，由于非均勻PRS 邊緣為反射系數(shù)幅值非常小的純介質(zhì)基板，可以近似認為是完全透射.相反，電磁波以大角度α入射到非均勻PRS 則會經(jīng)PCM 相位校正后重新反射回F-P 腔內(nèi)，因此只需要對大角度入射的電磁波進行相位校正即可.非均勻的PRS 結(jié)構(gòu)通過對不同角度入射電磁波區(qū)分處理，簡化了PCM 設(shè)計難度.

圖10 基于超材料角反射面F-P 天線的中心剖面圖Fig.10.Sectional view of the F-P antenna with metamaterial-based corner reflector.

為了進一步提高天線B 的增益，提出了一種基于超材料角反射面的F-P 天線，如圖10 所示.與天線B 相比，所提出的F-P 天線在饋源和非均勻PRS 四周增加了4 個PCM.所設(shè)計的PCM由2×18 相同的PCM 單元和介質(zhì)基板組成，如圖11 所示.PCM 單元可以通過人工磁導(dǎo)體(artificial magnetic conductor，AMC)單元優(yōu)化得到.AMC 通常也稱之為高阻抗表面，是一種可以產(chǎn)生0°反射相位的超材料[21].通過合理調(diào)整AMC 單元的尺寸，可以使優(yōu)化后的AMC 單元產(chǎn)生所需要的反射相位，從而可以實現(xiàn)對電磁波的相位校正.本文采用了方形貼片AMC 單元做為相位校正單元.與其他AMC 結(jié)構(gòu)相比，方形貼片AMC 單元不僅結(jié)構(gòu)簡單，而且具有同相反射帶寬寬、極化對稱性好的特點[22].AMC 單元由兩個方形金屬貼片和介質(zhì)基板Rogers4350B 組成，如圖11(b)所示.AMC單元頂部被邊長為w6方形金屬貼片，底部則完全由金屬貼片覆蓋，其具體設(shè)計參數(shù)為h4=1.524 mm，w5=28.5 mm，w6=25.6 mm.

圖11 PCM 和AMC 單元 (a) PCM 正面和反面;(b) AMC單元Fig.11.The proposed PCM and the AMC unit:(a) Front and bottom of PCM;(b) AMC unit.

AMC 單元的理想反射相位為0°，而PCM 的理想反射相位與輻射方向角α有關(guān)，因此需要對AMC 單元相位進行優(yōu)化.AMC 單元反射相位優(yōu)化可以通過改變單元中貼片長度w6實現(xiàn).圖12 展示了優(yōu)化前和優(yōu)化后AMC 單元的反射相位.優(yōu)化前和優(yōu)化后AMC 單元貼片長度w6分別為25.6 mm和26.1 mm.可以看出，當(dāng)電磁波垂直入射時，優(yōu)化前AMC 單元在2.8 GHz 處的反射相位為0°，優(yōu)化后AMC 單元在2.8 GHz 處的反射相位為—73°.由于采用了非均勻PRS 結(jié)構(gòu)，當(dāng)輻射方向角α＜15°時，電磁波通過非均勻PRS 邊沿純介質(zhì)處近似全透射出去，所以PCM 只需要對α＞15°的電磁波進行相位校正，從而大大簡化了PCM 設(shè)計難度.當(dāng)入射角度θ為75°，60°和45°時(對應(yīng)輻射方向角α分別為15°，30°和45°)，優(yōu)化后AMC 單元在2.8 GHz 頻點下反射相位分別為—16°，—37°和—52°.AMC 的理想補償相位可以通過(5)式計算得到，理論計算得到的理想補償相位則分別為—12°，—48°和—105°.優(yōu)化后AMC 單元反射相位與理論中所需要補償相位相接近，并處于同相反射帶寬內(nèi).因此電磁波經(jīng)PCM 處的相位補償后，可以實現(xiàn)同相干涉增強，從而提升了天線增益和口徑效率.

圖12 優(yōu)化前和優(yōu)化后AMC 單元反射相位Fig.12.Reflection phase of the AMC unit before and after optimization.

圖13 展示了所設(shè)計的F-P 天線和天線B 的左旋圓極化增益和口徑效率對比結(jié)果.所設(shè)計的F-P 天線和天線B 的峰值增益分別為22.2 dBi 和21.4 dBi，對應(yīng)的口徑效率分別為44%和36.6%.與天線B 相比，所設(shè)計的F-P 天線口徑效率提高了7.4%.與饋源相比，所設(shè)計的F-P 天線增益提高了17.2 dB.

圖13 所設(shè)計天線和天線B 增益和口徑效率對比Fig.13.Gain and aperture efficiency of the proposed F-P antenna and antenna B.

圖14 為所設(shè)計F-P 天線和天線B 的電場分布圖.與天線B 相比，所提出的F-P 天線的正上方電場得到了增強，而天線底部和外部邊緣電場分布數(shù)值較小.這證明了角反射面的相位補償作用有效地增加了F-P 諧振腔中電磁波的同相反射次數(shù).另一方面，又可以有效地抑制電磁波后向輻射、邊緣散射和漏射.

圖14 電場分布圖 (a)天線B;(b)所設(shè)計F-P 天線Fig.14.Electric field distributions:(a) Antenna B;(b) the proposed F-P antenna.

4 F-P 天線的加工和測試

為了驗證所設(shè)計天線性能，對基于超材料角反射面的F-P 天線進行了制造和測試.圖15 為加工的F-P 天線樣品和其在微波暗室中測試的圖片.所設(shè)計F-P 天線軸比和增益的仿真和測量結(jié)果如圖16 所示.從圖16 可以看出，所設(shè)計F-P 天線測量得到的左旋圓極化帶寬為2.72—2.90 GHz (6.5%)，右旋圓極化帶寬2.72—2.96 GHz (8.5%)，測量結(jié)果和仿真結(jié)果吻合較好.所設(shè)計F-P 天線在2.8 GHz 處仿真的左旋圓極化增益和右旋圓極化增益分別為22.2 dBi 和22.2 dBi，對應(yīng)的實測增益分別為21.4 dBi 和21.3 dBi.仿真增益和測量增益之間存在一些差異，這是由于裝配誤差和饋電網(wǎng)絡(luò)損耗引起的.

圖15 F-P 天線實物及暗室測試環(huán)境Fig.15.The fabricated F-P antenna and measurements in microwave anechoic chamber.

圖16 天線軸比和增益 (a) 左旋圓極化;(b) 右旋圓極化Fig.16.Axial ratio and gain:(a) Left-hand circular polarization;(b) right-hand circular polarization.

圖17(a)和圖17(b)分別為在2.8 GHz 頻點處F-P 天線左旋圓極化和右旋圓極化的輻射方向圖.從圖17 中可以看出，天線旁瓣低于—20 dB，且天線方向圖的測量結(jié)果和仿真結(jié)果吻合良好.

圖17 天線方向圖 (a) 左旋圓極化方向圖;(b) 右旋圓極化方向圖Fig.17.Radiation patterns:(a) Left-hand circular polarization;(b) right-hand circular polarization.

表2 為本文所設(shè)計天線與相關(guān)工作在增益和口徑效率方面的對比情況.所設(shè)計天線在2.8 GHz頻點處獲得了21.4 dBi 的峰值增益和36.6%的口徑效率.相比于傳統(tǒng)的F-P 天線，所提出的F-P 天線同時實現(xiàn)了高增益、高口徑效率和低剖面.

表2 增益高于19 dBi 的相關(guān)F-P 天線對比Table 2.Comparisons of F-P antennas with the realized gain higher than 19 dBi.

5 結(jié)論

本文首次將超材料角反射面應(yīng)用于F-P 天線，實現(xiàn)了天線增益和口徑效率的提高.與傳統(tǒng)F-P天線相比，所設(shè)計F-P 天線通過非均勻部分反射表面和相位校正超表面實現(xiàn)了對天線邊緣電磁波相位調(diào)控，有效地增加了電磁波在F-P 諧振腔內(nèi)同相反射次數(shù)，并減少了天線的后向輻射、邊緣散射和漏射.結(jié)果表明，所設(shè)計的雙圓極化F-P 天線具有高增益、低旁瓣和高口徑效率的優(yōu)點，滿足2.8 GHz 太陽射電觀測的要求.