用于電弧發(fā)射光譜的數字化自動引弧電路設計

張鑫峣，段發(fā)階，傅 驍，蔣佳佳，陳 斌

(天津大學精密測試技術及儀器國家重點實驗室，天津 300072)

0 引言

轉盤電極發(fā)射光譜分析因其檢出限低，背景光譜較弱的優(yōu)勢，常用于油液中痕量元素的檢測[1-2]，為提高轉盤電極發(fā)射光譜分析的重復性精度，電弧光源的穩(wěn)定性至關重要。電弧產生需要引弧電路輸出高電壓使電極間的氣體電離，形成放電通道，使電弧能夠在主電源的供電下穩(wěn)定持續(xù)燃燒。轉盤電極在使用過程中，電極材料升華造成的燒蝕和油液樣品中金屬粒子的沉積都會使間隙的長度發(fā)生變化，帶來間隙長度不穩(wěn)定的問題[3-4]，同時由于是對液態(tài)樣品進行激發(fā)，轉盤電極上常覆蓋有一定量的油液樣品，這些情況均會使擊穿間隙所需要的電壓發(fā)生變化。因此需要引弧電路能夠在復雜的間隙條件下實現自動穩(wěn)定引弧。

轉盤電極發(fā)射光譜分析采用非接觸式引弧，目前，非接觸式引弧主要有高頻高壓引弧和高壓脈沖引弧[5]。高頻高壓引弧利用火花放電器和RCL振蕩電路形成高頻振蕩，通過引弧線圈升壓，輸出峰值為2 000～3 000 V，頻率為150～200 kHz的電壓來擊穿間隙[6]。由于火花放電器的間隙會在放電過程中因燒蝕或雜質沉積的影響而改變[7]，同時火花放電器在放電時會對電路造成干擾[8]，所以輸出電壓穩(wěn)定性難以保證。高壓脈沖引弧使用可控硅代替火花放電器作為電路的開關器件，通過可控硅的開關輸出電壓峰值在3 000～5 000 V，頻率在50～100 Hz的引弧脈沖來擊穿間隙[9]。這種方法干擾較小，穩(wěn)定可控，但由于可控硅的最大開關頻率受驅動和散熱條件的限制，難以實現高頻輸出，在頻率較低的情況下高壓脈沖引弧擊穿間隙所需的電壓會高于高頻高壓引弧所需的電壓，所以引弧成功率一般低于高頻高壓引弧。目前的高頻高壓和高壓脈沖引弧多采用固定幅值的電壓輸出，在應對復雜的使用環(huán)境時難以保證不同條件下的電弧放電間隙的穩(wěn)定擊穿。

本文在高頻高壓引弧電路的基礎上，提出了一種采用雙路可控硅結構，通過Buck電路實現輸出電壓根據引弧時長調控的數字化自動高頻引弧電路，并對電路在間隙長度2～6 mm，電極有油液樣品覆蓋和無油液樣品覆蓋的情況進行引弧效果仿真分析。

1 引弧電路設計與控制

1.1 高頻引弧特性

在高頻交變電壓下，當電壓反向時，放電間隙中的電子和正離子會因為電場力方向的改變而減速或反向加速。當交變電壓的頻率超過臨界頻率時，這些載流子就會在電極間振蕩，形成空間電荷，已有的空間電弧會和電極后來發(fā)射的載流子疊加，逐漸累積，直至間隙電離，形成放電通道[10]。累積效應的臨界頻率fc為：

(1)

式中：μi為正離子的遷移率；E0為交變電壓的幅值；d為電極間隙的長度。

1 cm間隙的均勻電場中相對擊穿電壓與電壓頻率的關系如圖1所示，由圖1可知，在1 MHz以下的范圍內，提高電壓的頻率可以有效降低擊穿間隙所需電壓的幅值[11]。

圖1 相對擊穿電壓與頻率的關系

在頻率達到1 MHz左右時，相對擊穿電壓最小，故本電路將以1 MHz的頻率為設計指標進行設計。

1.2 引弧電路設計

雙路可控硅高頻引弧電路的結構如圖2所示。

圖2 雙路可控硅高頻引弧電路拓撲結構

引弧電路接入220 V的工頻交流電，通過倍壓整流電路整流后輸出電壓翻倍的直流，之后接入Buck電路調壓，最后將Buck電路的輸出電壓接入雙可控硅高頻振蕩電路，經引弧線圈升壓在電極輸出高頻高壓。

倍壓整流電路通過二極管D1和D2將220 V交流電對上下2個電容C1和C2交替充電，實現交流電壓整流并翻倍的功能[12]。Buck電路的輸出電壓由輸入電壓的占空比控制[13]。在電路處于電感電流連續(xù)狀態(tài)時，電路的輸出電壓與輸入電壓的關系滿足：

Vo=VinDeff

(2)

式中：Vo為Buck電路的輸出電壓；Vin為Buck電路的輸入電壓；Deff為輸入電壓占空比。

電感Lf應滿足：

(3)

式中：Dmax為Buck電路最大占空比；fs為開關頻率；Imax為最大輸出電流。

在電容Cf充電時的輸出電壓滿足：

(4)

高頻振蕩電路可簡化為RCL振蕩電路，其數學模型如圖3所示。

圖3 RCL振蕩電路理論模型

圖3中，R代表振蕩回路中的所有電阻之和，包括線圈上的電阻、導線的電阻、接觸電阻、變壓器副邊等效到原邊的電阻。R決定了振蕩電壓的衰減速度，電壓衰減得太快會降低引弧成功率，所以電阻R要盡可能小。L一般取變壓器原邊的等效電感。

假設電路的起始電荷全部儲存在電容里，即電容上的電壓初值為U0且為最大值，電感中的初始電流為0。根據電路中的電流電壓關系可列出二階常系數線性微分方程[14]為：

(5)

(6)

式中：ω0為振蕩角頻率；b為衰減系數；φ為振蕩波形的相位角。

由式(6)求解得到的電壓為高頻衰減波，ω0、b、φ的表達式分別為：

(7)

(8)

(9)

由式(5)～式(7)可知，可根據需求的振蕩頻率、最大峰值電壓和衰減系數來對電阻、電容和電感進行設計。

衰減系數決定了高頻衰減波的振蕩時長，高頻衰減波衰減得越慢，振蕩持續(xù)時間越長，引弧成功率也就越高。在頻率ω0和回路電阻R確定的情況下，可以得到電容C與高頻衰減波的關系。若以高頻衰減波的峰值電壓衰減到初始峰值電壓的1%所需時間作為一次振蕩時長，則可求得振蕩時長與電容選值的關系為

(10)

為使振蕩能夠維持更長時間，一般要求在保證振蕩頻率的情況下，振蕩電路中的電阻和電容盡量小。

如果將電源直接接入RCL振蕩電路，電源會在極短的時間將電容充滿，之后電流將流過電感返回電源負極，容易損壞電路。本設計采用雙路可控硅作為振蕩電路的開關，實現可控的高頻振蕩輸出。雙路可控硅RCL振蕩電路如圖4所示。

圖4 使用兩路可控硅的RCL振蕩電路

由于可控硅是單向導通的開關，本設計采用兩路可控硅，可在振蕩波形處于正負電壓時分別導通。電路的工作流程如圖5所示。

圖5 雙路可控硅高頻引弧電路工作時序

t0時刻兩路可控硅均斷開，充電開關閉合，電源給電容充電。t1時刻，電容充滿電，充電開關斷開，切斷電源，由于電容的放電回路未接通，所以電容可以維持在高電壓。在較短的延遲后，到達t2時刻，開啟反向可控硅，此時振蕩電路仍未導通，然后在t3時刻，將正向可控硅導通。此時，電容中的電荷通過變壓器的原邊電感和正向可控硅放電，當電容放電至電壓反偏后，電感中的電流繼續(xù)為電容反向充電，回路中電流逐漸減小。電流減小至0并開始反向上升后，電流通路從正向可控硅切換為反向可控硅。在RCL電路振蕩的過程中，總有一路可控硅可以為電流提供通路，所以電路的振蕩可以實現。振蕩持續(xù)到t4時刻，之后在t5時刻斷開兩路可控硅，閉合電源的充電開關，重新為電容充電，電路開始下一個周期的振蕩。

可控硅開關控制信號的占空比由高頻衰減波的振蕩時長決定，若希望高頻衰減波衰減結束后再關閉可控硅，則可控硅的占空比至少為

(11)

式中T為電容充電開關控制信號的周期。

若希望高頻衰減波只保留較高電壓的振蕩區(qū)間，則可控硅的占空比可小于Dscr。如果可控硅兩端維持正電壓，撤去控制極的控制電壓可控硅依舊處于導通狀態(tài)，只有控制極無控制電壓，且可控硅兩端電壓為零或反偏時，可控硅才會回到斷開狀態(tài)。由于振蕩電壓會過零，所以只要斷開可控硅的控制電壓，即使高頻衰減波的電壓未衰減至0，可控硅也可關斷，實現只保留較高電壓輸出的功能，工作時序如圖6所示。

圖6 只保留較高電壓的工作時序

1.3 控制策略

由于引弧擊穿通常發(fā)生在μs的時間內，且引弧電路中電容充電開關和兩路可控硅的時序關系決定了引弧能否成功，為保證控制的準確性和實時性，選用FPGA作為引弧電路的控制核心?？刂频牧鞒倘鐖D7所示。

圖7 引弧控制策略結構框圖

為使引弧電路能夠根據使用環(huán)境自動調整輸出電壓，本設計采用霍爾傳感器對電極間的電流進行檢測，由于未擊穿時電極間幾乎無電流，而擊穿后電極間的電流會陡增，所以以電流為反饋信號，控制引弧電路的輸出電壓，并在引弧成功時有序關閉引弧電路。

引弧電路開始工作前，Buck電路和振蕩回路的開關均保持斷開，引弧開始后，倍壓整流電路將輸入電壓倍增并整流，此時傳感器檢測電極間是否已有電弧，若已有電弧，則引弧電路不工作，若無電弧，則引弧電路進入下一步，啟動Buck電路的控制PWM，直到Buck電路輸出指定的初始電壓。然后啟動振蕩回路的控制PWM，以Buck電路的輸出電壓為振蕩電容充電，在振蕩回路中形成高頻衰減波，并通過高頻引弧線圈升壓后輸出到電極。若引弧在一定的時間內未完成，則提高Buck電路的參考電壓，使輸出電壓以階梯形上升，若引弧成功，則Buck電路的指定電壓變?yōu)?，電路逐漸停止工作，然后斷開電路中的開關，結束引弧。

2 電路和引弧效果檢測的仿真實驗分析

2.1 simulink電路系統(tǒng)仿真

引弧電路的仿真結構如圖8所示。

圖8 引弧電路simulink仿真

圖8中，預設的振蕩頻率為1 MHz，電容和電感的選值由式(12)、式(13)確定：

(12)

(13)

選擇電感L=10 μH，電容C=2.5 nF，回路電阻R=1 Ω時，一次振蕩周期內產生的振蕩波形如圖9所示。振蕩頻率約等于1 MHz，振蕩時長τ=10 μs。

圖9 單個振蕩周期的高頻衰減波

若改變電感電容的值，經仿真得，在預設振蕩頻率為ω0=1 MHz，回路電阻R=1 Ω的情況下，不同電容電感的選值下，電容的值與振蕩時長的關系如圖10所示。

圖10 電容選值與振蕩時長的關系

仿真結果與式(10)的推導基本一致。

振蕩回路的控制PWM和引弧電路輸出電壓的關系如圖11所示。

(a)保留完整高頻衰減波

由圖11可知，以雙可控硅代替火花放電器后，高頻振蕩回路能夠產生穩(wěn)定的連續(xù)周期高頻衰減波，且在雙路可控硅的控制下可以實現只取較高電壓輸出。

根據系統(tǒng)設計，如果用于檢測電弧電流的霍爾傳感器沒有返回擊穿后的電流，則認為引弧未完成，在一段時間的連續(xù)引弧后如果仍沒能檢測到電流，將通過PID控制提高引弧電路的輸出電壓。連續(xù)引弧持續(xù)時間設為5 ms，起始電壓設為1 000 V，得到的輸出波形如圖12所示。

(a)引弧未完成時逐漸遞增的電壓

由12可見，在引弧線圈副邊檢測不到電流，即引弧未完成的情況下，振蕩的電壓會以階梯型逐漸升高，直到引弧成功或Buck電路的有效占空比達到最大。當引弧線圈副邊檢測到電流，即引弧成功時，電路會將PID控制的參考電壓降為0，再依次關閉Buck電路的控制開關、振蕩電容充電開關和雙路可控硅的控制開關，引弧電路停止工作。以引弧電路停止工作前的電壓作為引弧電路的最終輸出電壓，則輸出電壓與引弧時長的關系如圖13所示。

圖13 引弧電路最終輸出電壓與引弧時長的關系

2.2 電路的引弧效果仿真實驗

在COMSOL Multiphysics中通過等離子體建模對電路仿真產生的電壓波形進行擊穿檢測。電極結構如圖14所示。

圖14 轉盤電極結構

圖14中，d為間隙長度，h為電極上覆蓋的油液樣品厚度。

將simulink仿真得到的輸出電壓波形輸入到擊穿檢測模型中，分析不同間隙長度與電極有無油液樣品覆蓋對擊穿電壓造成的影響，驗證引弧電路是否可行。仿真輸入的電壓為振蕩頻率ω0=1 MHz，振蕩時長τ=10 μs，引弧周期Ts=100 μs，最大輸出電壓3 200 V，未擊穿時電壓遞增的周期高頻衰減波。

擊穿電壓不僅與間隙長度和電壓頻率有關，電極間的氣體種類、氣體的氣壓、電極的形狀、電極間是否由電介質阻擋、電極間的溫度、電極上的化學反應等因素都會影響擊穿電壓的幅值，為簡化計算，確保模型收斂性，將模型簡化為一維的氬氣反應模型[15-16]。仿真分析了在標準大氣壓下，電極間隙長度d在2～6 mm，以及電極間是否有油液樣品覆蓋的情況。油液的介電常數受水分、酸度、金屬屑等多種因素的影響[17]，仿真選用相對介電常數為2的油液，油液的厚度h設為0.2 mm。

間隙擊穿后氣體會變?yōu)榈入x子體態(tài)，電阻率大幅下降，電流上升。將高頻引弧電路產生的電壓輸入到擊穿檢測模型，得到未擊穿時和擊穿時的電流波形如圖15所示。

(a)電流較小，未擊穿

通過繪制電壓-電阻曲線圖可以對比不同間隙下的擊穿電壓。高頻引弧電壓輸入擊穿檢測模型，在擊穿時間隙電阻會顯著下降。圖16記錄了不同間隙的擊穿電壓：

(a)無油液樣品覆蓋

在遞增電壓輸入下，有無油液樣品覆蓋，不同間隙長度的擊穿所需時間如表1所示。

表1 遞增電壓輸入下不同間隙長度的擊穿時間

3 結束語

本文在高頻高壓引弧的基礎上提出了一種使用雙路可控硅的數字化自動高頻引弧電路，分析了電路器件的選值和可控硅的開關時序對輸出波形的影響，并結合仿真對電路在不同間隙條件下的引弧效果進行了分析。

實驗結果表明，間隙長度在2～6 mm的范圍內，電極覆蓋有0.2 mm的油液樣品和無油液樣品覆蓋的情況下，本文設計的高頻引弧電路均可以實現自動調整電壓進行引弧并在檢測到引弧成功后平穩(wěn)關閉電路。此電路使用雙路可控硅代替火花放電器實現了高頻引弧，輸出電壓有較強的穩(wěn)定性，且能夠自動調整輸出電壓，可應對不同的間隙條件，同時FPGA控制也方便使用者根據使用環(huán)境對電路的引弧周期、起始電壓等參數靈活配置。