負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED驅(qū)動(dòng)電源

張哲豐，賀明智，劉雪山，張福高，萬宇陽，閆圣來

（四川大學(xué)電氣工程學(xué)院，成都 610000）

傳統(tǒng)Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源具有3 種拓?fù)湫问?，即MOSFET 高端連接Buck-Boost PFC、MOSFET 低端連接Buck-Boost PFC 與輸出浮動(dòng)Buck-Boost PFC[1]，以上拓?fù)湫问蕉即嬖贛OSFET 源極與輸出支路不共地的問題，因此傳統(tǒng)控制電路需要光耦合隔離實(shí)現(xiàn)MOSFET 的驅(qū)動(dòng)與輸出電流的采樣[1-4]。MOSFET 高 端 連 接Buck-Boost PFC 雖 然 可采用浮地控制技術(shù)，但由于控制地相對(duì)于輸入電源地或輸出地是浮動(dòng)的，將帶來嚴(yán)重的電磁干擾問題[2]。近年來，有相關(guān)學(xué)者提出了通過檢測(cè)峰值電流與電感續(xù)流時(shí)間的MOSFET 負(fù)載源極連接控制技術(shù)，實(shí)際應(yīng)用中，由于存在器件參數(shù)誤差，輸出電流的精度很難控制[3-4]。

本文提出并分析一種負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源，該驅(qū)動(dòng)電源利用一個(gè)串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)，解決傳統(tǒng)Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源開關(guān)管與輸出支路不共地的問題。與傳統(tǒng)Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源相比，該電源在保持各種特性基本相同的同時(shí)，只使用一個(gè)負(fù)載源極連接的有源開關(guān)與一個(gè)控制器，無需光耦隔離即可同時(shí)實(shí)現(xiàn)LED 電流采樣與MOSFET 柵極驅(qū)動(dòng)與控制，能夠簡(jiǎn)化控制電路，提高系統(tǒng)的可靠性。最后，搭建一臺(tái)56 W 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，效率達(dá)到92.9%，驗(yàn)證了理論分析的正確性與電路拓?fù)涞目尚行浴?/p>

1 電路結(jié)構(gòu)

圖1 為本文提出的負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源的電路拓?fù)浼捌淇刂苹芈?。該?qū)動(dòng)電源由濾波電感Lf、濾波電容Cf、勵(lì)磁電感Lm、二極管D1與D2、開關(guān)管S1、諧振電感Lr、諧振電容C1及輸出電容Co1組成。變換器采用恒定導(dǎo)通時(shí)間COT（constant on time）控制。誤差放大器EA1 將電流采樣電阻Rs兩端的電壓vrs和參考電壓vref進(jìn)行比較，產(chǎn)生誤差電壓ve1。電壓比較器COMP1 將ve與鋸齒信號(hào)進(jìn)行比較以產(chǎn)生復(fù)位信號(hào)vre。因此，io1將被調(diào)節(jié)為vref/Rs。當(dāng)S1關(guān)閉時(shí)，鋸齒波發(fā)生器將復(fù)位為0，當(dāng)RS 觸發(fā)器的置位端子為高電平時(shí)，鋸齒波發(fā)生器將再次置位。RS 觸發(fā)器置位端子的輸入信號(hào)是電感器的零電流檢測(cè)ZCD（zero current detection）信號(hào)，其中ZCD 信號(hào)由主電感的輔助繞組產(chǎn)生。因此，所提變換器的電感電流工作在臨界導(dǎo)通模式CRM（critical conduction mode）。

圖1 負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源Fig.1 Resonant Buck-Boost LED driver based on output common-source connection

2 工作特性分析

2.1 工作模態(tài)分析

為簡(jiǎn)化分析，假設(shè)：所有元件均被認(rèn)為是理想器件；開關(guān)頻率fS遠(yuǎn)高于工頻fL；輸入電壓是全波整流正弦波，即|Vin（t）|=Vp|sin（ωt）|，其中Vp是電壓幅值，ω=2πfL是輸入電壓的角頻率；輸出電容Co1足夠大，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)兩端的電壓可以被認(rèn)為恒定不變。圖2 為電感電流工作在CRM 下LED 驅(qū)動(dòng)電源的等效電路。在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，該驅(qū)動(dòng)電源有3 個(gè)工作模態(tài)，圖3 為穩(wěn)態(tài)時(shí)LED 驅(qū)動(dòng)電源的主要波形。

圖3 穩(wěn)態(tài)時(shí)主要波形Fig.3 Key steady-state waveforms

模態(tài)1[t0～t1]：如圖2（a）所示，在t0時(shí)刻開關(guān)S1導(dǎo)通，電壓源Vin給電感Lm充電，電感電流線性增加。

圖2 各模態(tài)的等效電路Fig.2 Equivalent circuits in different modes

同時(shí)，D2導(dǎo)通，D1因承受反向電壓而關(guān)斷。諧振電感Lr和諧振電容C1發(fā)生串聯(lián)諧振，能量由諧振電容C1傳送給輸出，諧振電感Lr兩端的電壓為，即

模態(tài)2[t1～t2]：如圖2（b）所示，在t1時(shí)刻，開關(guān)管S1保持導(dǎo)通，輸入電源繼續(xù)給電感Lm充電，電感電流（t）線性上升。在模態(tài)2 結(jié)束時(shí)，勵(lì)磁電感電流達(dá)到最大值，即

在公路工程目標(biāo)管理工作中，只有將工程目標(biāo)細(xì)分成若干個(gè)小目標(biāo)，并逐一落實(shí)到每個(gè)管理人員和施工技術(shù)人員的頭上，才能確保最終總工程目標(biāo)的完成質(zhì)量。對(duì)此，施工管理人員要對(duì)目標(biāo)進(jìn)行分解，嚴(yán)格規(guī)范小目標(biāo)的范圍，并以此建立一個(gè)更加科學(xué)合理的施工管理體系。此外，施工技術(shù)人員作為工程建設(shè)的直接參與者，管理人員要合理分配工作任務(wù)，并對(duì)目標(biāo)作出細(xì)分，讓員工對(duì)目標(biāo)管理工作不斷提高認(rèn)識(shí)度。需要注意的是，在整個(gè)工程目標(biāo)分解過程中，施工管理人員都要尊崇自上而下的管理方式，確保工作指令能有效下達(dá)，使施工過程更加明晰。

式中，Ton為開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間。當(dāng)S1關(guān)斷時(shí)，此模態(tài)結(jié)束。模態(tài)2 的持續(xù)時(shí)間為

模態(tài)3[t2～t3]：如圖2（c）所示，在t2時(shí)刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，電路進(jìn)入模態(tài)3。此時(shí)，二極管D2保持關(guān)斷，而電感電流（t）通過二極管D1續(xù)流給電容C1充電。由于諧振電容C1的電壓紋波遠(yuǎn)小于C1兩端的電壓和輸出電壓，則可以被忽略。因此，電感Lm兩端的電壓為-Vo1，電感電流（t）線性下降，則有

2.2 開關(guān)管電壓和電流應(yīng)力分析

根據(jù)工作模態(tài)分析，開關(guān)管S1在模態(tài)3 時(shí)會(huì)承受反向電壓。因此，開關(guān)管承受的最大反向電壓為

從式（10）可以看出，開關(guān)管S1承受的最大反向電壓受輸出電壓的影響，其承受的最大反向電壓隨著輸出電壓的減小而減小，與傳統(tǒng)CRM 控制Buck-Boost PFC LED 驅(qū)動(dòng)電源具有相同的反壓特性。

在模態(tài)1 中，流經(jīng)開關(guān)管S1的電流為（t）+（t），且最大值約取自時(shí)刻t=t0+τ1/2。根據(jù)式（1）、式（3）和電容電壓變化，開關(guān)管S1在半個(gè)工頻周期中的最大電流為

顯然，is-max受Lr和C1的乘積影響，is-max將隨C1Lr的增加而減小。但是，過大的C1Lr可能會(huì)導(dǎo)致不完全諧振，諧振電流返回電源輸入端，影響輸入電流的正弦度。

2.3 C1 和Lr 的設(shè)計(jì)考慮

由式（12）可知，為保證C1和Lr進(jìn)行完全諧振，C1Lr需要小于一定的值。當(dāng)Po=56 W 和Vo1=160 V時(shí)，在輸入電壓175～265 V ac 下，不同Lm所對(duì)應(yīng)的最大C1Lr如圖4 所示。由圖4 可知，隨著Lm的增加，C1Lr將會(huì)增加；而當(dāng)Lm固定時(shí)，C1Lr會(huì)隨著輸入電壓的增加急劇減少。

圖4 C1 Lr 與輸入電壓的關(guān)系Fig.4 Relationship between C1 Lr and input voltage

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提電路拓?fù)涞目尚行?，分別搭建了一臺(tái)56 W 的負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源實(shí)驗(yàn)樣機(jī)和一臺(tái)56 W 的傳統(tǒng)Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表1 所示，分別采用FL6961 實(shí)現(xiàn)非隔離與隔離控制，主功率回路采樣相同參數(shù)。

表1 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的電路參數(shù)Tab.1 Circuit parameters of prototype

圖5 為220 V ac 電壓輸入時(shí)工作于CRM 的負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源的輸入電壓Vin與輸入電流iin波形。負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源的輸入電流iin能很好地追蹤輸入電壓Vin的變化，可以實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)，與傳統(tǒng)Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源特性相同。

圖5 輸入電壓Vin 與輸入電流iin 波形Fig.5 Waveforms of input voltage Vin and input current iin

圖6 為負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED驅(qū)動(dòng)電源和傳統(tǒng)Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源的功率因數(shù)PF（power factor）值與輸入電壓間的關(guān)系曲線?？煽闯鲐?fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源功率因數(shù)均高于0.98，與傳統(tǒng)Buck-Boost LED驅(qū)動(dòng)電源特性相同。

圖6 工作于CRM 的驅(qū)動(dòng)電源的PF 值Fig.6 PF values of driving power supply working in CRM

220 V ac 輸入電壓條件下，負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源和傳統(tǒng)Buck-Boost LED驅(qū)動(dòng)電源在半個(gè)工頻周期內(nèi)峰值輸入電壓處的勵(lì)磁電感電流、諧振電感電流和開關(guān)電壓波形如圖7所示。由圖7 可知，峰值輸入電壓下的開關(guān)周期TS為16.5 μs，因此最小開關(guān)頻率fs_min為60.6 kHz。由于勵(lì)磁電感工作在CRM 模式，且和諧振電感完全諧振，二極管D1和D2都實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷，開關(guān)管S1實(shí)現(xiàn)了零電流導(dǎo)通，減少了損耗，提高了LED 驅(qū)動(dòng)電源的效率。同時(shí)，負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源的勵(lì)磁電感電流，MOSFET 反壓特性與傳統(tǒng)Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源基本相同。

圖7 諧振電感電流、勵(lì)磁電感電流和開關(guān)電壓波形Fig.7 Waveforms of resonant inductance current，excitation inductance current and switching voltage

圖8 為220 V ac 電壓輸入時(shí)所提LED 驅(qū)動(dòng)電源動(dòng)態(tài)特性測(cè)試波形，負(fù)載由30%跳變到100%。由圖8 可以看出，在負(fù)載跳變時(shí)輸出電流和輸出電壓出現(xiàn)短暫的突變，輸出電流很快恢復(fù)，表明了該LED驅(qū)動(dòng)電源良好的動(dòng)態(tài)特性。

圖8 輸出電壓vo 與輸出電流io 波形Fig.8 Waveforms of output voltage vo and output current io

圖9 為負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED驅(qū)動(dòng)電源和傳統(tǒng)Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源的效率曲線?？梢钥闯?，隨著輸入電壓的增加，兩者效率都會(huì)增加，其中負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED驅(qū)動(dòng)電源最大效率可達(dá)92.9%，傳統(tǒng)Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源最大效率可達(dá)93.0%，兩者效率特性幾乎相同。

圖9 效率特性曲線Fig.9 Characteristic curve of efficiency

負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源與傳統(tǒng)Buck-Boost 驅(qū)動(dòng)電源的特性對(duì)比如表2所示。傳統(tǒng)Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的控制回路所用芯片有FL6961、PC817 和TSM103，控制方式為隔離控制，控制復(fù)雜，成本高；負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的控制回路所用芯片僅為FL6961，相比于傳統(tǒng)Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源實(shí)驗(yàn)樣機(jī)節(jié)省了控制芯片PC817 和TSM103，以及該芯片所需的供電輔助繞組的成本，因此成本更低，且控制方式為直接控制，控制簡(jiǎn)單。負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED驅(qū)動(dòng)電源的諧振電感與諧振電容采用小體積貼片式封裝，減小了電路的體積與成本。在輸入電壓為175～265 V ac 的情況下，負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源效率為92.1%～92.9%，傳統(tǒng)Buck-Boost 驅(qū)動(dòng)電源效率為92.4%～93.0%，2 種電路方案的效率基本一致；負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源功率因數(shù)為0.981～0.993，傳統(tǒng)Buck-Boost 驅(qū)動(dòng)電源功率因數(shù)為0.984～0.994，2 種電路方案的功率因數(shù)基本一致。但是傳統(tǒng)Buck-Boost 驅(qū)動(dòng)電源需要隔離驅(qū)動(dòng)，控制復(fù)雜，負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost 功率因數(shù)校正電路不需要隔離驅(qū)動(dòng)，控制簡(jiǎn)單，僅采用單個(gè)控制芯片，單輔助繞組供電，系統(tǒng)穩(wěn)定性好。

表2 2 種電路方案的特性對(duì)比Tab.2 Comparison of characteristics between two circuit schemes

4 結(jié)語

本文研究了一種負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源，并對(duì)其工作原理及特性進(jìn)行了分析。該電路通過一個(gè)串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)，實(shí)現(xiàn)開關(guān)管源極與輸出共地，解決了傳統(tǒng)Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源驅(qū)動(dòng)復(fù)雜的問題，具有控制電路簡(jiǎn)單、可靠性高的特點(diǎn)。最后，搭建一臺(tái)56 W 負(fù)載源極連接諧振式Buck-Boost LED 驅(qū)動(dòng)電源實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了本文所提LED 驅(qū)動(dòng)電源的正確性與可行性；另外搭建一臺(tái)56 W 傳統(tǒng)Buck-Boost 驅(qū)動(dòng)電源，對(duì)2 種驅(qū)動(dòng)電源進(jìn)行了對(duì)比，說明本文提出的驅(qū)動(dòng)電源與傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)電源的特性相同。基于上述研究，本文所提出的LED 驅(qū)動(dòng)電源可為大功率LED 照明系統(tǒng)提供一種高功率因數(shù)的電源解決方案。