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    CCM 開關變換器離散滯環(huán)電容電流脈沖序列控制方法

    2022-02-25 14:06:00宋勝男王克文
    電源學報 2022年1期
    關鍵詞:脈沖序列紋波電感

    秦 明,王 銳,宋勝男,王克文

    (鄭州大學電氣工程學院,鄭州 450001)

    為滿足目前各種便攜式電子設備小型化、輕量化的發(fā)展需求,具有高功率密度、高轉(zhuǎn)換效率的開關電源迎來了巨大的發(fā)展空間[1-5]。但由于開關電源具有強非線性,基于線性控制理論的PWM 控制,難以使其獲得良好的暫態(tài)特性和魯棒性能。為此,工程界提出了一種非線性的控制方法,即脈沖序列PT(pulse train)控制[6-9]。與傳統(tǒng)PWM 控制不同,該控制僅需調(diào)整一個脈沖序列循環(huán)周期內(nèi)高、低能量脈沖的組合方式,即可實現(xiàn)輸出電壓的調(diào)整。該控制簡單易行,且無需設計補償網(wǎng)絡,具有快速的動態(tài)響應速度,特別適用于一些對瞬態(tài)性能、魯棒性要求較高的開關電源系統(tǒng)[10]。

    PT 控制雖能彌補PWM 控制存在的缺憾,但目前該控制的應用仍僅局限于電感電流斷續(xù)導電模式DCM(discontinuous conduction mode)下的開關變換器,其功率等級較低。當PT 控制開關變換器工作于電感電流連續(xù)導電模式CCM(continuous conduction mode)時,則存在低頻振蕩現(xiàn)象,嚴重影響其工作性能而難以應用于實際。

    對此,國內(nèi)外的專家學者相繼提出了一些抑制低頻振蕩的方法。文獻[11]首次闡述了PT 控制CCM Buck 變換器中低頻振蕩產(chǎn)生機理,并指出增大輸出電容等效串聯(lián)電阻ESR 可有效抑制低頻振蕩,但過大的ESR 也會增大輸出電壓紋波,降低變換器效率;文獻[12]提出的谷值電流型脈沖序列VCMPT(valley current mode-pulse train)控制,通過固定電感電流谷值,以確保每一個開關周期內(nèi)電感儲能始終為零,使輸入的能量完全傳遞至負載側,從根本上消除了低頻振蕩;文獻[13]研究的電容電流脈沖序列CC-PT(capacitor current-pulse train)控制可以有效抑制占空比D<0.5 時,PT 控制CCM Buck 變換器中的低頻振蕩,但難以解決占空比D>0.5 時出現(xiàn)的低頻振蕩問題;為此,文獻[14]通過改進CC-PT控制,提出了滯環(huán)電容電流脈沖序列HCC-PT(hyst eretic capacitor current-pulse train)控制,彌補了CCPT 控制存在的不足,并有效抑制了低頻振蕩。

    針對上述問題,本文提出了一種改進的PT 控制——離散滯環(huán)電容電流脈沖序列DHCC-PT(discrete hysteretic capacitor current-pulse train)控制。該控制通過引入電容電流內(nèi)環(huán)負反饋,限制每一個開關周期起始時刻電容電流iC(nT)的變化范圍,將iC(nT)控制在不易發(fā)生低頻振蕩所對應的電容電流區(qū)間內(nèi),以保證輸出電壓vo能緊密跟隨控制脈沖形式的變化而變化,從而消除低頻振蕩。與文獻[12-14]中的控制方案相比,DHCC-PT 還具有開關頻率恒定、濾波電路設計簡便、易于滿足電磁兼容性要求的優(yōu)點,同時控制電路結構簡單,僅由模數(shù)器件即可實現(xiàn)。本文將以Buck 變換器為例,詳細闡述DHCC-PT 控制原理及低頻振蕩抑制機理,并通過仿真與實驗驗證理論分析的正確性與該控制方案的可行性。

    1 DHCC-PT 低頻振蕩抑制機理和控制方式

    1.1 低頻振蕩抑制機理

    傳統(tǒng)PT 控制Buck 變換器原理及主要工作波形如圖1 所示。如圖1(a)所示其基本控制原理為:PT 控制預先設定兩組同頻,不同占空比的高、低能量脈沖,在每一個開關周期起始時刻,通過判斷輸出電壓vo與參考電壓Vref的大小關系來選擇相應的控制脈沖,當輸出電壓vo≤Vref時,控制器選擇高能量脈沖PH導通,使輸出電壓上升;反之,vo>Vref時則選擇低能量脈沖PL,使輸出電壓下降。其控制脈沖選擇函數(shù)為

    圖1 傳統(tǒng)PT 控制CCM Buck 變換器Fig.1 Conventional PT controlled CCM Buck converter

    式中,DH、DL分別為高、低能量脈沖對應的占空比。

    圖1(b)所示為PT 控制CCM Buck 變換器在一個開關周期內(nèi)主要電流波形,對電容電流iC積分可導出一個開關周期內(nèi)輸出電壓變化量為

    式中:D 為控制脈沖占空比;T 為開關周期;C 為輸出濾波電容;Vin為輸入電壓;iC(nT)為第n 個開關周期起始時刻電容電流;S1、S2、S3為電容電流波形與坐標橫軸所圍成區(qū)域的面積??梢?,傳統(tǒng)PT 控制CCM Buck 變換器,一個開關周期內(nèi)輸出電壓的變化量不僅與控制脈沖占空比D 有關,還和當前開關周期起始時刻電容電流初值iC(nT)密切相關,受電容電流iC(nT)的影響,控制器難以可靠地保證輸出電壓vo跟隨控制脈沖形式的變化而變化,由此產(chǎn)生低頻振蕩現(xiàn)象,影響變換器的工作性能。

    若消除低頻振蕩,則須滿足高能量脈沖PH導通時,輸出電壓變化量大于0;低能量脈沖PL導通時,輸出電壓變化量小于0 的充分條件,即

    將式(2)代入式(3),可得

    由式(4)可知,當控制器選擇高能量脈沖PH導通時,若開關周期起始時刻電容電流iC(nT)>-T[(VinDH-Vo)+VinDH(1-DH)]/2L,就 能 保 證 輸 出電壓vo上升;反之,若開關周期起始時刻電容電流iC(nT)<-T[(VinDL-Vo)+VinDL(1-DL)]/2L,就能可靠保證低能量脈沖PL導通時輸出電壓下降。由此,定義電容電流上、下邊界iCu和iCd分別為

    一旦變換器各電路參數(shù)確定后,電容電流上、下邊界iCu、iCd也將隨之確定。若能確保每一個開關周期起始時刻電容電流iC(nT)始終介于兩電容電流邊界之間,理論上就可以完全消除PT 控制CCM Buck 變換器中的低頻振蕩。即iC(nT)須滿足

    1.2 DHCC-PT 控制方式

    由DHCC-PT 低頻振蕩抑制機理,設計了如圖2 所示的控制器電路,虛線框內(nèi)控制電路主要包含兩部分:電壓外環(huán)與電容電流內(nèi)環(huán)。在每一個開關周期起始時刻,控制器分別采樣輸出電壓vo(nT)、電容電流iC(nT),并與預設的參考電壓Vref及電容電流上、下邊界進行比較,根據(jù)比較結果選擇相應的高或低能量脈沖。DHCC-PT 控制脈沖選擇函數(shù)為

    圖2 DHCC-PT 控制Buck 變換器原理Fig.2 Schematic of Buck converter controlled by DHCC-PT

    式中,A 為以電容電流上、下邊界iCu、iCd構成的值域區(qū)間,A=[iCd,iCu]??梢姡旈_關周期起始時刻電容電流iC(nT)∈A 且輸出電壓vo≤Vref時,PT 控制器就選擇高能量脈沖PH導通,使輸出電壓vo上升;若電容電流iC(nT)∈A 且vo>Vref時,控制器則選擇低能量脈沖PL作為有效控制脈沖,使輸出電壓vo下降。反之,當開關周期起始時刻電容電流iC(nT)?A 時,若iC(nT)≤iCd,控制器則選擇高能量脈沖PH導通,使電容電流上升至區(qū)間A 內(nèi);若iC(nT)>iCu時,控制器則選取低能量脈沖PL導通,使電容電流下降至區(qū)間A 內(nèi),從而確保每一個開關周期起始時刻電容電流iC(nT)都能被有效地控制在所求的電容電流邊界區(qū)間[iCd,iCu]附近,由此消除低頻振蕩,改善變換器的穩(wěn)態(tài)性能。

    根據(jù)DHCC-PT 控制原理,圖3 所示的DHCCPT 控制流程更加清晰直觀地闡明了DHCC-PT 控制的具體實現(xiàn)過程。圖3 中,控制器在每一個開關周期起始時刻,分別采樣輸出電壓vo(nT)、電容電流iC(nT),若iC(nT)∈[iCd,iCu],控制器就按照傳統(tǒng)PT的控制規(guī)律來選擇相應的高、低能量脈沖;若iC(nT)?iCd,iCu],此時控制器將暫不考慮電壓環(huán),僅根據(jù)電流環(huán)中電容電流iC(nT)來選取合適的控制脈沖,優(yōu)先使電容電流滿足iC(nT)∈[iCd,iCu]的條件。

    圖3 DHCC-PT 控制流程Fig.3 Flow chart of DHCC-PT control

    特別地,當限制開關周期起始時刻電容電流iC(nT)的運動區(qū)域時也就由此限制了iC(nT)的大小,從而削弱式(2)中后一項iC(nT)T/C 對一個開關周期內(nèi)電壓變化量Δvo(nT)的影響,讓控制脈沖占空比D 對輸出電壓上升、下降的影響占據(jù)主導地位,以確保高能量脈沖PH觸發(fā)時,輸出電壓vo能上升,低能量脈沖PL導通時,輸出電壓vo能迅速下降,使CCM Buck 變換器的輸出電壓能得到及時地調(diào)整,進而達到有效抑制低頻振蕩的目的。

    2 仿真分析

    為驗證理論分析的正確性以及研究DHCC-PT控制CCM Buck 變換器的工作特性,采用如表1 所示的電路參數(shù),由PSIM 仿真軟件進行時域仿真分析,并與傳統(tǒng)PT 控制進行比較。

    表1 CCM Buck 變換器電路參數(shù)Tab.1 Parameters of CCM Buck converter

    2.1 啟動特性分析

    基于上述電路參數(shù),圖4 為負載電阻R=1 Ω時,傳統(tǒng)PT 與DHCC-PT 控制CCM Buck 變換器的啟動過程仿真波形。可見,采用傳統(tǒng)PT 控制時,Buck 變換器啟動過程中電感電流、輸出電壓均存在較大超調(diào),電感電流iL在t=0.5 ms 時刻達到最大超調(diào)6.6 A,輸出電壓vo在t=0.8 ms 時刻達到最大超調(diào)4.0 V,電壓超調(diào)量約33.3%,最終變換器在t=3.5 ms 時刻達到穩(wěn)態(tài)。而采用DHCC-PT 控制時,Buck 變換器的啟動過程則更加平穩(wěn),超調(diào)量顯著降低,其中電感電流在t=0.6 ms 時刻達到最大超調(diào)3.5 A,而輸出電壓超調(diào)量為0,變換器最終在t=4 ms 時刻達到穩(wěn)態(tài),可見,相較于傳統(tǒng)PT 控制,DHCC-PT 控制的啟動特性更優(yōu),電壓、電流超調(diào)更小,更易于實現(xiàn)過流保護。

    圖4 不同控制方式下CCM Buck 變換器啟動波形Fig.4 Start-up waveforms of CCM Buck converter in different control modes

    2.2 穩(wěn)態(tài)特性分析

    圖5 為傳統(tǒng)PT 控制CCM Buck 變換器時域穩(wěn)態(tài)仿真波形??梢?,傳統(tǒng)PT 控制下,一個脈沖序列循環(huán)周期由11PH-11PL構成,變換器工作在周期22態(tài),電感電流與輸出電壓紋波均較大且波動周期長,其中電感電流紋波ΔiL約1.1 A,電壓紋波Δvo約122 mV,輸出電壓的變化滯后于電感電流的變化,呈現(xiàn)出明顯的低頻振蕩現(xiàn)象。

    圖5 傳統(tǒng)PT 控制CCM Buck 變換器Fig.5 Conventional PT controlled CCM Buck converter

    此外,根據(jù)式(5)電容電流邊界表達式,可近似求解出電容電流上下邊界iCu=-0.04、iCd=-0.15,并將其標注在圖5 中。D、B 分別為電容電流波形與iCu、iCd電流邊界交點,A、E 分別為一個脈沖序列循環(huán)周期起止時刻的電容電流值,C 點為電容電流峰值。其中,AC 段iC波形對應連續(xù)高能量脈沖PH的選擇,CE 段iC波形對應連續(xù)低能量脈沖PL的選擇,a、b、c、d、e 分別為與電容電流波形中A、B、C、D、E相對應時刻的輸出電壓??梢?,發(fā)生低頻振蕩時,僅有極少部分電容電流初始值iC(nT)落在區(qū)間[iCd,iCu]內(nèi),且僅當iC(nT)>iCd時,控制器選擇高能量脈沖PH,對應的輸出電壓vo才會開始上升,如圖5 中BC段高能量脈沖對應著bc 段輸出電壓的上升;而AB段高能量脈沖PH對應的ab 段輸出電壓仍保持下降趨勢直到iC(nT)>iCd。

    類似地,當控制器選擇低能量脈沖PL作為有效控制脈沖時,當且僅當iC(nT)<iCu,對應的輸出電壓才能開始下降,如圖5 中DE 段選擇的低能量脈沖PL對應de 段輸出電壓的下降,而CD 段低能量脈沖PL對應的cd 段輸出電壓仍然保持著上升趨勢直到iC(nT)<iCu。由此可見,仿真結果與前文的理論分析完全吻合,電容電流初始值iC(nT)與所求電容電流邊界區(qū)間[iCd,iCu]的相對位置關系和低頻振蕩現(xiàn)象密切相關。

    與之類似,圖6 所示為DHCC-PT 控制CCM Buck 變換器穩(wěn)態(tài)仿真波形,同樣將剛好不發(fā)生低頻振蕩時對應的電容電流上、下邊界標注于圖6中??梢?,當變換器穩(wěn)態(tài)工作時,一個控制循環(huán)周期由(2PH-PL)-(PH-2PL)組成,變換器工作在周期6態(tài),不存在連續(xù)高或低能量脈沖的選擇,低頻振蕩現(xiàn)象消失,紋波極大地降低,其中電感電流紋波ΔiL約350 mA,輸出電壓紋波Δvo僅7 mV。同時,由圖6 還可看出:每一個開關周期起始時刻的電容電流iC(nT)始終環(huán)繞著邊界區(qū)間[iCd,iCu]做小幅度運動。一旦電容電流iC(nT)逾越上、下邊界,控制器就發(fā)出高或低能量脈沖,使下一個開關周期起始時刻的電容電流又重新回到區(qū)間[iCd,iCu]內(nèi)部,由此限制iC(nT)的運動區(qū)域,使低頻振蕩得到明顯抑制。

    圖6 DHCC-PT 控制CCM Buck 變換器Fig.6 DHCC-PT controlled CCM Buck converter

    2.3 暫態(tài)性能分析

    圖7 為負載功率由9.0 W 躍變?yōu)?.5 W 時,傳統(tǒng)PT 和DHCC-PT 控制CCM Buck 變換器的瞬態(tài)響應過程仿真波形。當負載電流突減時,由于電感電流iL不能突變,因此,負載上的突減電流只能由輸出電容完全吸收,由此造成因電容電流iC的突增而導致輸出電壓的超調(diào)。由圖7 可知,傳統(tǒng)PT 控制CCM Buck 變換器在t=10 ms 時刻突減負載后,受低頻振蕩的影響,瞬態(tài)調(diào)節(jié)時間較長,約4 ms 后重新回到穩(wěn)態(tài),脈沖組合方式變?yōu)?PH-7PL,低頻振蕩現(xiàn)象依舊存在。而DHCC-PT 控制在負載突變后,能迅速調(diào)整控制脈沖組合并達到新穩(wěn)態(tài),其脈沖組合方式仍為(2PH-PL)-(PH-2PL),負載突變前、后均不存在低頻振蕩,電感電流與輸出電壓紋波均明顯小于傳統(tǒng)PT 控制??梢?,DHCC-PT 對于負載的突變,同樣具有出色的調(diào)節(jié)能力,繼承了傳統(tǒng)PT 控制優(yōu)異的瞬態(tài)特性和魯棒性能。

    圖7 不同控制方式下CCM Buck 變換器暫態(tài)波形Fig.7 Transient waveforms of CCM Buck converter in different control modes

    3 實驗驗證

    為進一步驗證DHCC-PT 控制CCM Buck 變換器的控制效果,現(xiàn)采用與仿真相同的電路參數(shù)進行硬件實驗。其中開關管和二極管的型號分別為IRF 3205,SR540,比較器采用LM393P,同時還使用了快速光耦6N137 作為主、控電路隔離,驅(qū)動芯片采用A3120,電流檢測元件使用霍爾閉環(huán)電流傳感器,其型號為HA25,控制脈沖由DSP F28335 生成。

    圖8 為負載功率9 W(R=1 Ω)時,采用傳統(tǒng)PT控制CCM Buck 變換器的穩(wěn)態(tài)實驗波形。可見,傳統(tǒng)PT 控制出現(xiàn)連續(xù)多個高能量脈沖PH與多個低能量脈沖PL的選擇,一個控制循環(huán)周期內(nèi)脈沖組合方式為8PH-8PL,變換器穩(wěn)態(tài)工作在周期16 態(tài)。同時,電感電流與輸出電壓的波動幅度較大,且波動周期較長,其中電感電流紋波ΔiL約1 A,輸出電壓紋波Δvo約300 mV,屬于典型的低頻振蕩現(xiàn)象。

    圖8 傳統(tǒng)PT 控制CCM Buck 變換器實驗波形Fig.8 Experimental waveforms of CCM Buck converter controlled by conventional PT

    此外,實驗波形與仿真波形略有差異,究其原因主要有兩方面:一方面,實驗電路不可避免地會存在一些寄生參數(shù),因此會增加變換器的功率損耗,降低工作效率,進而影響其控制脈沖的組合方式;另一方面,輸出濾波電容C 存在較大的等效串聯(lián)電阻ESR,即使實驗中已采取多個相同規(guī)格電容并聯(lián)的方式以降低其ESR,也難以做到完全消除,由文獻[5]可知,較大的ESR 也可一定程度地抑制低頻振蕩,改變控制脈沖組合方式,因此,實驗并未出現(xiàn)與仿真相同的脈沖組合形式。

    基于相同的實驗參數(shù),圖9 所示為DHCC-PT控制CCM Buck 變換器穩(wěn)態(tài)實驗波形。可見,當Buck 變換器穩(wěn)態(tài)工作時,一個脈沖序列循環(huán)周期由(2PH-PL)-(PH-2PL)組成,變換器工作在周期6態(tài),與仿真結果一致,低頻振蕩抑制效果顯著,電感電流、輸出電壓紋波均明顯降低,其中電感電流紋波ΔiL約500 mA,電壓紋波Δvo僅60 mV。實驗結果符合預期理論分析,由此驗證了理論研究的正確性以及DHCC-PT 抑制低頻振蕩的可行性。

    圖9 DHCC-PT 控制CCM Buck 變換器實驗波形Fig.9 Experimental waveforms of CCM Buck converter controlled by DHCC-PT

    4 結論

    本文通過分析傳統(tǒng)PT 控制CCM Buck 變換器不發(fā)生低頻振蕩的充分條件,導出不發(fā)生低頻振蕩時對應的電容電流邊界,進而提出了一種離散滯環(huán)電容電流脈沖序列控制方法。該控制開關頻率恒定,簡單易行,可靠有效,僅在傳統(tǒng)PT 控制基礎上,增設電容電流內(nèi)環(huán),通過限制每一個開關周期起始時刻電容電流初值iC(nT)的運動區(qū)域,即可使Buck變換器穩(wěn)定地工作在CCM 模態(tài)且不存在低頻振蕩,同時還具有優(yōu)異的啟動特性與瞬態(tài)性能,對于PT 控制技術在CCM 開關變換器中的拓展應用具有一定的實際應用價值和現(xiàn)實指導意義。

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