一種用于光伏系統(tǒng)的具有自均壓能力的多電平升壓型逆變器

李飛高，孟艷花

（1.河南職業(yè)技術學院，河南 鄭州 450046；2.河南工業(yè)大學，河南 鄭州 450001）

0 引言

目前，多電平逆變器在可再生能源系統(tǒng)、電動汽車和電機驅動應用等領域發(fā)揮著關鍵作用[1]。與兩電平逆變器相比，多電平逆變器在諧波失真、電磁干擾、電壓應力等方面具有明顯優(yōu)勢，且其輸出質量好、效率高。又因其具有易于模塊化制造、容錯能力強、可靠性好、功耗低等特性，已得到廣泛應用[2]。

針對多電平逆變器體積較大的問題，近年來一些學者提出了多種優(yōu)化方案，例如采用減少直流電源和功率半導體器件數(shù)量的方式降低整體成本和復雜性[3]。由此引入了基于開關二極管[4]和開關電容[5]，[6]的拓撲結構。此外，基于電容的逆變器拓撲需要外部電壓平衡電路以維持電容兩端所需的電壓水平。在提高電平的前提下，為減少器件的使用，文獻[7]，[8]提出具有兩倍升壓能力的拓撲。文獻[9]～[11]提出了使用相對較多開關器件從而具有四倍升壓能力的拓撲。文獻[12]減少了開關數(shù)量，但使用了更多的電容器和二極管，導致器件冗余度較高，控制復雜。

本文提出了一種適用于光伏系統(tǒng)的新型九電平SC-MLI（N2MLI）。該電路拓撲結構簡單易行，具有較少的器件數(shù)量和較低的器件電壓應力，具備電容電壓自動平衡功能，擁有一定的優(yōu)越性和應用價值。

1 所提逆變器拓撲結構

圖1（a）為本文所提升壓型九電平逆變器拓撲。該逆變器由9個開關管、一個二極管和兩個電容器（C1，C2）構成。此外，僅使用PV作為輸入源以合成九電平輸出并為電容器充電。所提逆變器在離網(wǎng)或并網(wǎng)應用中，與單個模塊控制的多直流多電平逆變器[13]相較而言，由于器件的減少，最大功率跟蹤、直流母線平衡和控制策略均得到簡化。其中，輸入端僅使用一個可變直流電源，無需外部平衡電路即可將開關電容充電至所需電平。開關電容C1和C2采用串、并聯(lián)充電和放電技術，分別在電平為Vdc和2Vdc時實現(xiàn)自平衡。C1在輸出電壓為0，±1Vdc，±3Vdc的階躍期間充電，而C2在±2Vdc時充電。值得注意的是，總充放電周期的持續(xù)時間小于輸出半周期的持續(xù)時間，因此可確保電容電壓快速恢復。另外，電容在正、負半周期內對稱放電，如圖1（b）所示。

圖1 所提逆變器結構Fig.1 Proposed inverter structure

圖1（c）示出了所提逆變器的詳細工作原理。輸入直流電源產(chǎn)生初始電平Vdc，同時通過開關管S2將C1充電至Vdc。此時，C2保持理想狀態(tài)，通過開關管S5充電至2Vdc，然后傳遞至輸出端。在所有奇數(shù)與偶數(shù)電壓階躍期間，C1分別通過開關管S2和S1連續(xù)充電和放電。在生成電壓3Vdc階躍期間，C2放電之后所有電容電壓值與輸入源相加，在輸出端為4Vdc。通過關閉開關管S6和S7，負電壓階躍產(chǎn)生與正電壓階躍類似。此外，所提逆變器可適用于任何低或高功率因數(shù)負載。圖1（d）示出了在阻感負載期間電流的續(xù)流回路。

2 比較分析

本文所提九電平逆變器與CHB，NPC，F(xiàn)C逆變器就所需器件數(shù)量進行了比較，詳見表1。對所提逆變器與其他類似拓撲在開關管、二極管、電容、TSVS和電壓增益等方面做出了進一步的比較，結果如表2所示。與文獻[2]，[6]，[7]，[12]中的拓撲相比，所提逆變器僅需較少開關管和二極管即可實現(xiàn)九電平輸出。文獻[9]～[11]中的拓撲雖無需二極管，但開關器件相對較多，控制策略較為復雜。在含開關電容的多電平逆變器中，電容器的數(shù)量通常決定輸出電壓電平的數(shù)量。從表中可以看出：文獻[2]，[7]，[9]中的拓撲與所提逆變器只需使用較少電容器即可實現(xiàn)九電平輸出；文獻[2]的拓撲在TSVS方面具有較大優(yōu)勢；但文獻[2]，[7]中的拓撲升壓能力較弱，應用場景受限。

表1 常規(guī)多電平逆變器的比較Table 1 Comparison of the conventional multilevel inverters

表2 單相直流九電平逆變器的比較Table 2 Comparison of single-phase single DC nine-level inverters

續(xù)表2

3 控制策略

現(xiàn)有多電平逆變器一般采用兩種控制策略，即高開關頻率脈寬調制控制和選擇性諧波消除（Selective Harmonic Elimination，SHE）控制。前者基于載波信號與參考信號比較[1]，后者廣泛用于低電壓水平場合[4]，開關損耗較小。鑒于此，本文采用SHE控制策略驗證所提逆變器的可行性，其中詳細的PI參數(shù)設計過程和建模分析見文獻[4]。SHE控制策略通過消除低次諧波從而有效降低總諧波失真，但若應用于數(shù)量較多的電壓電平，需通過實施優(yōu)化算法求解非線性超越方程，從而增加了系統(tǒng)復雜性并影響了瞬時動態(tài)響應?？紤]到逆變器的輸出具有對稱性，其階躍輸出電壓波形可用傅里葉級數(shù)方程表示為

因此，考慮在文獻[4]中給出的代價函數(shù)，并滿足式（4）給出的邊界條件，可求得本文非線性方程。

4 仿真結果分析

為分析動態(tài)條件下所提逆變器的性能，在MATLAB/Simulink平臺上搭建了仿真模型。圖2示出了MI值分別為0.25與0.9時輸出電壓Vo以及電容電壓VC1和VC2的波形。相應的諧波分布如圖2（c）所示。盡管THD值在MI=0.9時相對較高，但無論MI值如何變化，Vo幾乎保持不變。因此，電容電壓可保持在所需值而無需任何外部平衡電路。圖2（d）示出了不同開關管的PWM脈沖。值得注意的是，每個模態(tài)只有少量開關處于導通狀態(tài)。圖2（e）示出了所有開關上的電壓應力，驗證了TSVS的合理性與開關管的單向特性。

圖2 N2M LI仿真結果Fig.2 Simulation results of the N2MLI

從圖2（b）九電平輸出階梯波形中可以看出，C1的最高放電周期為（θ4～π-θ4）/ω，C2的最高放電周期為（θ3～π-θ3）/ω。因此，C1和C2分別選取2 200μF和3 300μF的電容。輸入直流電壓設置為25 V，則C1和C2分別在25 V和50 V處自平衡，且在輸出端產(chǎn)生峰值電壓為100 V。為求得合適的目標函數(shù)，通過計算機編程求解與SHE控制相關的非線性傅立葉級數(shù)方程，不同MI值的開關角度結果存儲在查找表中，從而得到目標函數(shù)的最優(yōu)值為0.9，此時THD最小。

為驗證所提逆變器的可行性，本文采用了不同的負載組合，如阻性負載（R）與串聯(lián)阻感性負載（RL），頻率設為50 Hz。仿真結果如圖3所示。

圖3 仿真結果Fig.3 Simulation results

5 性能驗證

為進一步驗證理論分析的正確性及所提逆變器的可行性，本文搭建了一臺實驗樣機，如圖4所示。

圖4 M LI拓撲的測試安裝Fig.4 Test installation of MLI topology

其中：采用9個12N60A4D絕緣柵雙極晶體管開關管和一個RGP30D功率二極管；所用電容器定值與模擬電容器相同，通過25 V的單輸入直流電源充電。該實例在DSP控制器中編程，產(chǎn)生PWM脈沖用于所提逆變器。TLP250柵極驅動電路用于放大由DSP控制器產(chǎn)生的脈沖。實驗結果如圖5所示，其中圖5（a）和（b）所示與圖2（a）和（b）相同。電容電壓VC1和VC2分別在所需值為25 V與50 V時自均衡，不同MI值時Vo的基波值均保持不變。圖5（c）示出的THD曲線表明，由3次、5次、7次構成的所有目標低階諧波均可在較高MI的輸出電壓波形中濾除。

圖5 不同M I下N2M LI的實驗結果Fig.5 Experimental results of N2MLI under different MI

保持MI值為0.9，純電阻負載與動態(tài)負載的實驗結果如圖6所示。由圖可知，輸出電流Io幅度隨著負載的增加而減小，但在此測試條件下電壓波形不受影響。同時，由于存在電流續(xù)流回路，因而所提逆變器也可在高電感負載下正常工作。因此，所提逆變器可實現(xiàn)在高、低頻負載下運行。

圖6 實驗結果Fig.6 Experimental results

6 結論

本文提出了一種由9個開關管、1個二極管和2個電容組成的新型單直流九電平逆變器。通過巧妙的電容位置設計，消除了外部平衡電路并提高了升壓能力。與其他相似拓撲的對比分析可知，所提逆變器更具優(yōu)勢。值得注意的是，隨著工作頻率的增加，自平衡電容兩端的電壓紋波可進一步減小。同時，大多數(shù)開關管工作在工頻狀態(tài)，則所提逆變器開關損耗較小。此外，不同動態(tài)測試條件下的平穩(wěn)運行驗證了非理想環(huán)境下的有效性。