基于占空比同步的電力電子變壓器低壓交流端口模式切換控制

袁立強(qiáng) 高 深 姬世奇 肖風(fēng)良 吳明寬

基于占空比同步的電力電子變壓器低壓交流端口模式切換控制

袁立強(qiáng)1高 深1姬世奇1肖風(fēng)良2吳明寬2

（1.電力系統(tǒng)及發(fā)電設(shè)備安全控制和仿真國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（清華大學(xué)電機(jī)系） 北京 100084 2. 山東泰開(kāi)高壓開(kāi)關(guān)有限公司 泰安 271000）

多端口電力電子變壓器是面向未來(lái)智能配電網(wǎng)的關(guān)鍵設(shè)備，正示范應(yīng)用于新能源發(fā)電、交直流混合電網(wǎng)和數(shù)據(jù)中心供電系統(tǒng)中。當(dāng)多臺(tái)電力電子變壓器集群運(yùn)行時(shí)，能夠提供互聯(lián)、共享、互補(bǔ)、優(yōu)化的能力，但需要互聯(lián)端口模式切換控制的支撐。該文依托電力電子變壓器集群示范工程，提出一種基于占空比同步的交流端口模式切換控制，能夠不依賴端口控制策略的同構(gòu)性，而有效減小切換過(guò)程的暫態(tài)沖擊。該文通過(guò)諧波線性化方法分析了并聯(lián)逆變器系統(tǒng)阻抗特性，對(duì)切換過(guò)程中出現(xiàn)的振蕩問(wèn)題進(jìn)行了分析，提出基于改進(jìn)阻尼和分步同步切換策略，提高了切換過(guò)程的穩(wěn)定性。在兩臺(tái)MA·A級(jí)電力電子變壓器互聯(lián)系統(tǒng)上，實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提控制的有效性。

電力電子變壓器 并聯(lián)逆變器 主從式結(jié)構(gòu) 平滑切換

0 引言

多端口電力電子變壓器（Power Electronics Transformer，PET）或電能路由器（Electric Energy Router）是面向未來(lái)智能配電網(wǎng)的關(guān)鍵設(shè)備[1]，正示范應(yīng)用于新能源發(fā)電、交直流混合電網(wǎng)和數(shù)據(jù)中心供電系統(tǒng)中[2]。

以圖1所示的某數(shù)據(jù)中心示范工程的電力電子變壓器為例：每個(gè)PET分別具有10kV高壓交流、750V低壓直流、10kV高壓直流和380V低壓交流四類端口，針對(duì)該結(jié)構(gòu)的PET的研究可以參見(jiàn)文獻(xiàn)[3-6]。示范工程中，四臺(tái)PET同類型端口互聯(lián)運(yùn)行，按主從式結(jié)構(gòu)運(yùn)行，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖2所示，其中主機(jī)表示該端口采取恒壓模式運(yùn)行，從機(jī)則表示端口采取恒功率模式運(yùn)行。由于數(shù)據(jù)中心供電高效率和高可靠性的要求，當(dāng)主機(jī)故障需要一臺(tái)從機(jī)變?yōu)橹鳈C(jī)保證端口電壓和功率穩(wěn)定，或者效率尋優(yōu)算法判斷某一臺(tái)機(jī)器工作于主機(jī)模式時(shí)效率更高，則需要主機(jī)和一臺(tái)從機(jī)配合完成模式切換，而交流端口的模式切換相對(duì)直流端口更為復(fù)雜，本文主要研究電力電子變壓器系統(tǒng)低壓交流端口的模式切換控制。

針對(duì)逆變器的形態(tài)切換研究主要面向應(yīng)用場(chǎng)景為單臺(tái)或多臺(tái)逆變器構(gòu)成的交流微網(wǎng)在孤島運(yùn)行模式和并網(wǎng)運(yùn)行模式之間的平滑切換[7-16]。目前針對(duì)這一應(yīng)用場(chǎng)景已有大量研究，主要思路有基于主從結(jié)構(gòu)的平滑切換方法[7-8]、基于下垂控制的切換方法[9-13]、主從控制和對(duì)等控制結(jié)合[14]方法、基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的逆變器控制和模式切換[15-16]。基于PQ和V/f的主從切換策略雖然可以實(shí)現(xiàn)雙模式的平滑切換，但是受限于主從同構(gòu)的穩(wěn)態(tài)結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)；常規(guī)下垂控制效果受到線路阻抗影響，當(dāng)供電設(shè)備和負(fù)載短距離就近連接時(shí)，下垂控制策略較為復(fù)雜，增大了設(shè)計(jì)難度，虛擬同步控制也有控制參數(shù)設(shè)計(jì)復(fù)雜的問(wèn)題。文獻(xiàn)[17]將控制器的切換擴(kuò)展到了常規(guī)PQ控制和下垂控制間的切換，但是沒(méi)有對(duì)切換過(guò)程的穩(wěn)定性進(jìn)行分析。

圖1 高壓進(jìn)線的四端口PET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2 數(shù)據(jù)中心兩臺(tái)四端口PET系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

面向逆變器并離網(wǎng)所提出切換方法主要是針對(duì)單臺(tái)逆變器的行為，而面向數(shù)據(jù)中心的供電解決方案，高壓進(jìn)線[18]后通過(guò)固態(tài)變壓器轉(zhuǎn)換輸出低壓交流的站用電具有較高的供電效率，因此站用380V交流電一般由電網(wǎng)構(gòu)建型變換器支撐，不與傳統(tǒng)交流電網(wǎng)直接相連。在此情景下，低壓交流端口的模式切換要求兩個(gè)控制器幾乎同時(shí)交換工作模式，保障數(shù)據(jù)中心設(shè)備的穩(wěn)定運(yùn)行。相比于并離網(wǎng)只對(duì)主控逆變器進(jìn)行控制，同步切換對(duì)實(shí)時(shí)性和并聯(lián)逆變器的穩(wěn)定性要求更高。文獻(xiàn)[19]介紹了艦載逆變器和同步發(fā)電機(jī)之間的協(xié)調(diào)控制和模式切換，文中提到了同步發(fā)電機(jī)和逆變器的阻抗匹配是切換的關(guān)鍵影響因素。

本文主要針對(duì)主從式逆變器系統(tǒng)構(gòu)建電網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，主從控制結(jié)構(gòu)具有較大差異情況下的平滑過(guò)渡問(wèn)題進(jìn)行研究。首先介紹了主從逆變器的控制策略，提出了一種基于占空比同步的切換控制，解決了雙模式異構(gòu)控制器切換問(wèn)題；在對(duì)兩臺(tái)并聯(lián)逆變器的切換過(guò)程穩(wěn)定性問(wèn)題分析基礎(chǔ)上，提出了一種分步同步的切換控制方法，避免了切換過(guò)程中逆變器阻抗不匹配導(dǎo)致暫態(tài)振蕩甚至失穩(wěn)的情況。

1 PET低壓交流控制策略

PET低壓交流端口并聯(lián)運(yùn)行結(jié)構(gòu)如圖3所示，單個(gè)交流端口的結(jié)構(gòu)為三相四橋臂，濾波器為L(zhǎng)C濾波器，第四橋臂輸出經(jīng)濾波器后接地，且通過(guò)50%占空比控制保證中性點(diǎn)電壓平衡。設(shè)1號(hào)PET低壓交流端口采用主控制結(jié)構(gòu)，2號(hào)PET低壓交流端口采用從控制結(jié)構(gòu)，分別控制公共點(diǎn)交流電壓和端口功率分配。

圖3 PET低壓交流端口主從式結(jié)構(gòu)

1.1 逆變器從模式控制

從機(jī)控制器選取為基于旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的電流PI控制方法，其理論基礎(chǔ)是三相對(duì)稱逆變器在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電路模型，即

圖4 從控制器結(jié)構(gòu)

1.2 逆變器主模式控制

主模式控制選取四橋臂分相獨(dú)立的諧振控制方法，該方法相比于旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的優(yōu)勢(shì)在于：①每一相電壓?jiǎn)为?dú)控制，因此三相負(fù)載不對(duì)稱工況下，主機(jī)仍能確保三相電壓對(duì)稱；②省去了電壓電流的Park變換和控制器輸出時(shí)的Park反變換，極大地減少了控制器計(jì)算量；③諧振控制器的特點(diǎn)使得該算法的諧波增益很低，同時(shí)省略了不對(duì)稱工況下的正、負(fù)、零序控制，具有簡(jiǎn)單的控制結(jié)構(gòu)。

主機(jī)控制的結(jié)構(gòu)框圖如圖5所示，分相獨(dú)立的諧振控制方法的核心是電壓外環(huán)的準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器，該控制器在連續(xù)系統(tǒng)中的傳遞函數(shù)為

圖5 主控制器結(jié)構(gòu)

對(duì)比主從雙模式的控制結(jié)構(gòu)，可以發(fā)現(xiàn)兩結(jié)構(gòu)既沒(méi)有共同的電流內(nèi)環(huán)，電壓電流等物理量的坐標(biāo)系也不同，對(duì)于這種主從結(jié)構(gòu)差異較大（后續(xù)稱為異構(gòu)）的情況常規(guī)的主從切換方法無(wú)法適用。

1.3 逆變器前級(jí)控制策略

數(shù)據(jù)中心示范工程中的PET多端口連接采取了模塊化多有源橋（Modular Multi-Active Bridge, MMAB）的結(jié)構(gòu)[4-5]，具體結(jié)構(gòu)如圖1所示。低壓交流端口到高壓交流之間的電能變換，包含高壓交流側(cè)整流控制、MMAB級(jí)的電壓控制以及逆變器控制。由于系統(tǒng)結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，本文只對(duì)逆變級(jí)影響較大的MMAB電壓控制進(jìn)行說(shuō)明和分析。

根據(jù)文獻(xiàn)[3]中提出的基于交叉前饋解耦的MMAB多端口協(xié)同控制策略，可以將低壓交流端口直流側(cè)的電壓控制簡(jiǎn)化為以HVAC為一次側(cè)、LVAC為二次側(cè)的DAB電壓控制策略，如圖6所示。

圖6 等效DAB控制器結(jié)構(gòu)

由圖6的控制框圖，可以得到逆變前級(jí)的電壓控制的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為

式中，為電壓調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)；為采樣部分的延遲環(huán)節(jié)；為驅(qū)動(dòng)部分等效的采樣保持環(huán)節(jié)；為電壓和模塊并聯(lián)數(shù)相關(guān)的常數(shù)；為直流側(cè)的濾波電容。取額定電壓代入開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)，可得開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖如圖7所示。結(jié)果顯示電壓傳遞函數(shù)的截止頻率在6kHz左右，該結(jié)果表明等效的DAB電壓控制具有較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，因此對(duì)逆變級(jí)的影響較小。為了簡(jiǎn)化分析，在后續(xù)的逆變側(cè)阻抗計(jì)算中，將忽略直流電容電壓的動(dòng)態(tài)。

2 基于占空比同步的切換控制

2.1 主機(jī)預(yù)同步

針對(duì)異構(gòu)情況下形態(tài)切換的需求，本文提出了一種基于占空比預(yù)同步的切換控制，如圖8所示，其中m和s分別表示主模式和從模式控制器輸出占空比。圖中切換開(kāi)關(guān)=1時(shí)表示控制器工作于主機(jī)模式，=0時(shí)表示控制器工作于從機(jī)模式。當(dāng)控制器工作于從機(jī)模式時(shí)，主模式控制器的輸入為主模式控制器的輸出占空比和從模式控制器的輸出占空比，考慮到從機(jī)輸出的占空比信號(hào)基波為50Hz工頻信號(hào)，主模式控制器的諧振特性使得主模式的輸出可以跟隨從模式輸出變化。切換瞬間，輸出到驅(qū)動(dòng)的信號(hào)由從模式輸出改變?yōu)橹髂Ｊ捷敵?，同時(shí)將主模式控制器輸入改變?yōu)殡妷簠⒖贾岛碗妷翰蓸又怠?/p>

圖8 基于占空比同步的平滑切換算法

2.2 從機(jī)切換重置方法

當(dāng)變換器需要由主機(jī)切換為從機(jī)時(shí)，對(duì)應(yīng)圖8中開(kāi)關(guān)=1變?yōu)?0，從機(jī)控制器投入運(yùn)行，這個(gè)過(guò)程中需要對(duì)從模式控制器內(nèi)置積分器進(jìn)行賦值，以保證控制器輸出和穩(wěn)態(tài)結(jié)果盡量一致。期望的控制器輸出對(duì)應(yīng)于逆變器濾波前的輸出電壓，該期望值可以通過(guò)公共點(diǎn)電壓和濾波電感上的壓降在dq坐標(biāo)系下計(jì)算得到。

2.3 通信延遲影響

前2.1和2.2小節(jié)的分析均基于參數(shù)無(wú)偏差且忽略采樣和控制下發(fā)等環(huán)節(jié)延遲的理想情況，由于本文所研究的模式形態(tài)切換涉及兩臺(tái)變換器的相互配合，控制器需要通過(guò)相互通信確保切換的同步執(zhí)行，而實(shí)際系統(tǒng)中不可避免地存在通信延遲，此外電壓電流的紋波無(wú)法完全消除，切換時(shí)系統(tǒng)擾動(dòng)仍然存在?？紤]到互聯(lián)通信受到電磁干擾，可能出現(xiàn)通信錯(cuò)誤的情況，項(xiàng)目實(shí)施中為避免意外的通信錯(cuò)誤導(dǎo)致切換失敗，通信的一幀數(shù)據(jù)中只包含3位有效數(shù)據(jù)，用于表示切換狀態(tài)和切換類型，其余均為校驗(yàn)位。當(dāng)校驗(yàn)位錯(cuò)誤時(shí)，控制器保持原有模式繼續(xù)運(yùn)行幾個(gè)控制周期，直到接收到正確的數(shù)據(jù)或者超時(shí)保護(hù)。在延遲時(shí)間內(nèi)系統(tǒng)會(huì)逐漸偏離工作點(diǎn)。在系統(tǒng)穩(wěn)定性良好且通信正常的情況下，上述擾動(dòng)造成的影響很小，但是如果因?yàn)閰?shù)設(shè)計(jì)、通信錯(cuò)誤等原因，并聯(lián)逆變器系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度較小或者通信延遲較大、通信出現(xiàn)錯(cuò)誤時(shí)，系統(tǒng)偏離正常工作狀況較遠(yuǎn)，可能導(dǎo)致電壓電流出現(xiàn)振蕩。

3 提高切換穩(wěn)定性的分步控制

在數(shù)據(jù)中心示范工程PET實(shí)際運(yùn)行過(guò)程中，發(fā)現(xiàn)即使采用預(yù)同步和切換重置結(jié)合的方法，系統(tǒng)在切換時(shí)仍有可能出現(xiàn)暫態(tài)振蕩，一方面原因是非理想因素導(dǎo)致切換瞬間引入了擾動(dòng)，另一方面是并聯(lián)系統(tǒng)本身的穩(wěn)定裕度不足，在切換過(guò)程擾動(dòng)大的情況下容易振蕩。本節(jié)針對(duì)切換過(guò)程中的振蕩問(wèn)題，首先分析了并聯(lián)系統(tǒng)穩(wěn)定性，并以此為基礎(chǔ)提出了改進(jìn)阻尼的分布切換方法，解決了切換過(guò)程中的暫態(tài)振蕩。

3.1 并聯(lián)系統(tǒng)穩(wěn)定性

并聯(lián)系統(tǒng)的穩(wěn)定性分析方法主要有狀態(tài)空間方程特征值分析法、阻抗分析法和非線性分叉理論[20-26]等。本文選取物理意義明確，且可以更為直觀地展現(xiàn)阻抗與頻率關(guān)系的阻抗分析法對(duì)并聯(lián)逆變器系統(tǒng)的穩(wěn)定性進(jìn)行分析。

并聯(lián)逆變器系統(tǒng)阻抗分析法是將系統(tǒng)根據(jù)電網(wǎng)構(gòu)建型和跟隨型的特點(diǎn)，分別等效為一個(gè)戴維南支路和諾頓支路，當(dāng)各自電壓源和電流源穩(wěn)定的前提下，兩并聯(lián)變換器交換電流可以寫(xiě)作

為了使系統(tǒng)具有較高的阻抗比裕度，一般要求系統(tǒng)阻抗比滿足

從開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的角度理解，式（6）使得并聯(lián)變換器系統(tǒng)具有較大的幅值裕度。從電網(wǎng)構(gòu)建型變換器和并網(wǎng)型變換器的角度出發(fā)，當(dāng)電網(wǎng)構(gòu)建型變換器具有較小的輸出阻抗，或者并網(wǎng)型變換器具有較高的輸入阻抗時(shí)，系統(tǒng)具有更好的穩(wěn)定性。

3.2 主機(jī)輸出阻抗分析

根據(jù)Mason公式可以寫(xiě)出輸出阻抗的表達(dá)式為

圖9 主機(jī)輸出阻尼伯德圖

3.3 從機(jī)輸入阻抗分析

電網(wǎng)跟隨型逆變器的外環(huán)控制帶寬一般遠(yuǎn)小于電流內(nèi)環(huán)，因此在分析輸入阻抗時(shí)可以忽略功率外環(huán)的動(dòng)態(tài)，認(rèn)為電流內(nèi)環(huán)具有固定的參考值。文獻(xiàn)[23]給出了單電感濾波的從機(jī)系統(tǒng)序阻抗的求解方法。推導(dǎo)過(guò)程考慮了延遲環(huán)節(jié)、采樣環(huán)節(jié)、鎖相環(huán)等因素的影響。由于本文雙模式的形態(tài)切換面臨的問(wèn)題是較高頻率的振蕩，因此忽略鎖相環(huán)和功率外環(huán)等低帶寬環(huán)節(jié)的影響，推導(dǎo)出單電感濾波的輸入阻抗為

以上結(jié)果為針對(duì)單電感控制器的輸入阻抗傳遞函數(shù)，本文研究面向的電力電子變壓器逆變模塊輸出級(jí)含有濾波電容，由于圖4所示的控制環(huán)路中電容電流不參與控制環(huán)路調(diào)節(jié)，因此輸入阻抗可以看作電容和單電感逆變器輸出阻抗的并聯(lián)結(jié)果，即

由式（10）得到的LC濾波的逆變器輸入阻抗表達(dá)式，結(jié)合表1中控制器參數(shù)和電路參數(shù)，得到LC濾波的從機(jī)輸出阻尼Bode圖如圖10所示。輸入阻抗的頻率特性表明該系統(tǒng)在低頻段的幅值遠(yuǎn)大于電網(wǎng)構(gòu)建型逆變器的輸出阻抗，但是在較高頻段，特別是諧振頻率800Hz附近，輸入阻抗和輸出阻抗具有接近的幅值，且主機(jī)輸出阻抗相位響應(yīng)隨頻率快速變化，阻抗比很有可能包含(-1，j0)點(diǎn)，導(dǎo)致互聯(lián)逆變器高頻穩(wěn)定性不足。

分析已知互聯(lián)逆變器系統(tǒng)具有較小的高頻穩(wěn)定裕度，且切換過(guò)程容易引入高頻擾動(dòng)，因此系統(tǒng)在切換時(shí)刻可能出現(xiàn)高頻振蕩，導(dǎo)致切換性能下降甚至切換失敗停機(jī)。由于從機(jī)的阻尼在高頻段主要由延遲環(huán)節(jié)和濾波器參數(shù)決定，調(diào)節(jié)的范圍有限，并且高頻阻尼幅值裕度低的主要原因是主機(jī)阻尼在諧振頻率附近迅速增大，因此本文選擇對(duì)切換過(guò)程中主機(jī)阻尼特性進(jìn)行改良。最為簡(jiǎn)單的一種改善高頻阻尼特性的方法是使變換器運(yùn)行于半開(kāi)環(huán)模式，該模式?jīng)]有電壓閉環(huán)，通過(guò)前一時(shí)刻的電壓電流計(jì)算得到控制器輸出占空比的幅值和初始相位，該方法的好處是同時(shí)改善了阻尼特性和戴維南支路電壓源穩(wěn)定性，缺點(diǎn)是存在穩(wěn)態(tài)誤差，且諧波控制能力差。該模式下變換器的輸出阻尼近似為變換器的濾波電抗，其頻率特性如圖11所示，改進(jìn)后的阻尼特性犧牲了低頻阻尼特性，獲得了更小的高頻阻尼，從而保證切換動(dòng)態(tài)不會(huì)出現(xiàn)高頻振蕩。

圖11 改進(jìn)主機(jī)輸出阻尼伯德圖

3.4 分步切換控制

為了提升系統(tǒng)在模式切換時(shí)刻的穩(wěn)定性，同時(shí)不影響原有控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能，本文采用一種分步切換的控制方法。該方法的切換過(guò)程如圖12所示。初始時(shí)刻1號(hào)機(jī)工作于恒壓模式，2號(hào)機(jī)工作于功率模式，①1號(hào)機(jī)從恒壓模式轉(zhuǎn)為功率控制，這一步通過(guò)2.2節(jié)中提到的控制器初始化方法實(shí)現(xiàn)；②2號(hào)機(jī)切換為主機(jī)，先運(yùn)行改進(jìn)阻尼的電壓模式，保證并聯(lián)系統(tǒng)不會(huì)因切換擾動(dòng)而發(fā)生高頻振蕩，由于過(guò)渡電壓控制不含調(diào)節(jié)器和電壓閉環(huán)，因此只需獲取初始參考電壓相位；③2號(hào)機(jī)再?gòu)母倪M(jìn)阻尼的電壓模式轉(zhuǎn)換為常規(guī)電壓模式，這一步按照2.1節(jié)介紹的同步方法，用常規(guī)電壓模式控制器跟隨改進(jìn)阻尼的電壓模式控制器輸出。

圖12 分步切換時(shí)序圖

分步切換方法實(shí)質(zhì)上是將主從形態(tài)切換分解為兩步，第一步雙機(jī)主從模式開(kāi)始互換，因?yàn)榍懊嫣岬降姆抢硐胍蛩?，這一步具有較大的擾動(dòng)，常規(guī)切換時(shí)主從并聯(lián)系統(tǒng)阻尼特性容易受該擾動(dòng)引起高頻振蕩，因此采樣改進(jìn)主機(jī)阻尼特性來(lái)提升系統(tǒng)抗擾動(dòng)能力；第二步再將主機(jī)從過(guò)渡模式轉(zhuǎn)為常規(guī)運(yùn)行模式，該步不受通信延遲因素影響，擾動(dòng)很小，因此具有良好的動(dòng)態(tài)性能。

4 仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 逆變器阻抗頻率特性驗(yàn)證

本文以數(shù)據(jù)中心示范工程兩臺(tái)1MV?A的PET低壓交流端口為原型，搭建了逆變級(jí)的仿真平臺(tái)，通過(guò)小擾動(dòng)分析方法仿真計(jì)算出100～2 000Hz頻段的阻抗特性，仿真與理論分析的對(duì)比結(jié)果如圖13和圖14所示。

圖13 主機(jī)輸出阻尼理論曲線與仿真結(jié)果

圖14 從機(jī)輸入阻尼理論曲線與仿真結(jié)果

仿真結(jié)果和理論分析給出的數(shù)值在中高頻段吻合較好，結(jié)合第3節(jié)的分析說(shuō)明了原并聯(lián)逆變器系統(tǒng)在800Hz附近的穩(wěn)定性較差。

4.2 主從切換實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文以應(yīng)用于數(shù)據(jù)中心的電力電子變壓器進(jìn)行了逆變端口的主從切換實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖15所示。

圖15 數(shù)據(jù)中心MV·A級(jí)PET示意圖

實(shí)驗(yàn)工況為整機(jī)四端口并聯(lián)運(yùn)行，高壓交流接10kV電網(wǎng)，功率在并聯(lián)端口間分配。通過(guò)手動(dòng)下發(fā)指令或者故障檢測(cè)指令生成切換信號(hào)，主機(jī)檢測(cè)到切換信號(hào)后進(jìn)行模式切換，同時(shí)通過(guò)光纖通信給從機(jī)發(fā)出模式切換指令。電路參數(shù)見(jiàn)表1。

表1 并聯(lián)逆變器系統(tǒng)參數(shù)

Tab.1 The parameters of parallel inverter system

通過(guò)錄波儀記錄公共連接點(diǎn)（Point of Common Coupling, PCC）三相電壓和一號(hào)機(jī)單相電流。圖16為無(wú)同步算法實(shí)驗(yàn)結(jié)果，切換瞬間電壓、電流出現(xiàn)劇烈波動(dòng)，系統(tǒng)迅速失穩(wěn)觸發(fā)保護(hù)；圖17和圖18分別為含同步算法的單步失敗和成功的切換結(jié)果，同步算法在一定情況下減小了切換振蕩，但是由于系統(tǒng)抗高頻擾動(dòng)能力差，所以單步切換仍存在失敗情況；圖19為雙步切換結(jié)果，主機(jī)采用了3個(gè)工頻周期的過(guò)渡算法，也即改進(jìn)阻尼的電壓控制方法。

圖16 無(wú)同步算法情況下主從形態(tài)切換失敗波形

圖17 含同步算法的單步形態(tài)切換失敗波形

圖18 含同步算法的單步形態(tài)切換成功波形

圖19 含同步算法的分步形態(tài)切換波形

對(duì)比四種不同的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，可以總結(jié)出以下結(jié)論：

（1）無(wú)同步算法的情況下進(jìn)行形態(tài)切換時(shí)，控制器參數(shù)突變，導(dǎo)致公共點(diǎn)電壓電流波形快速振蕩，系統(tǒng)迅速失穩(wěn)，結(jié)果如圖16所示。

（2）有同步算法但阻尼不匹配的情況下，當(dāng)切換延遲較高或負(fù)載功率增大時(shí)，切換容易出現(xiàn)失敗，結(jié)果如圖17所示。

（3）有同步算法但阻尼不匹配的情況下，當(dāng)通信延遲小且負(fù)載功率小的情況下主從機(jī)可以成功切換，結(jié)果如圖18所示。

（4）過(guò)渡電壓模式使得系統(tǒng)具有更好的魯棒性，可以保證主從機(jī)穩(wěn)定切換，但過(guò)渡電壓模式的穩(wěn)態(tài)控制性能較差，結(jié)果如圖19過(guò)渡算法開(kāi)始瞬間電壓電流波形。

（5）同步算法保證過(guò)渡電壓模式和常規(guī)電壓模式間相對(duì)平滑過(guò)渡，結(jié)果如圖19過(guò)渡算法結(jié)束瞬間電壓電流波形。

5 結(jié)論

本文提出的基于占空比同步的模式切換控制可以實(shí)現(xiàn)主從異構(gòu)情況下互聯(lián)逆變器系統(tǒng)的平滑模式切換?；谥C振原理的占空比跟隨算法和基于逆變器dq坐標(biāo)系數(shù)學(xué)模型的控制器重置方法可以保證切換瞬間控制器狀態(tài)的連續(xù)。針對(duì)數(shù)據(jù)中心電力電子變壓器的阻抗特性分析表明，主從機(jī)在LC濾波器諧振頻率附近的阻抗比可能越過(guò)了穩(wěn)定邊界，因此在切換擾動(dòng)情況下系統(tǒng)的穩(wěn)定性難以保證。本文提出的過(guò)渡電壓控制方法可以提升系統(tǒng)模式切換過(guò)程中的魯棒性，分步切換則在保證穩(wěn)定性的同時(shí)不影響并聯(lián)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。

本文通過(guò)在兩臺(tái)1MV·A的電力電子變壓器低壓交流端口上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)對(duì)本文所提出的方法進(jìn)行了驗(yàn)證。

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Mode Transition for Low Voltage AC Port of Power Electronic Transformers Based on Duty Cycle Synchronization

Yuan Liqiang1Gao Shen1Ji Shiqi1Xiao Fengliang2Wu Mingkuan2

（1. StateKey Laboratory of Control and Simulation of Power System and Generation Equipment Tsinghua University Beijing 100084 China 2. Shangdong Taikai High-Voltage Switchgear Co. Ltd Tai’an 271000 China）

Multi-port power electronic transformer(PET) is the critical equipment in the future smart grid and is applied to new energy generation, hybrid AC-DC grid and DC(data center) power supply system. When multiple PETs are running in cluster, function of interconnection, information sharing, complementation and optimization is provided. Thus, mode transition which is the base of the cluster running is significant for the PETs. A duty cycle synchronization based mode transition method was proposed for a PET cluster demonstration system. The proposed method can effectively reduce the mode transition impact while the similar control scheme is not required for master and slave inverter. The impedance characteristics of the parallel inverter system were analyzed by the harmonic linearization method, which explained the reason of system oscillation during mode transition.Thus, the multi-step switchover method was applied to improve the stability of the mode transition. Finally, the proposed method was verified by mode transition experiments on two parallel MV·A PETs system.

Power electronics transformer(PET), parallel inverters, master-slave structure, seamless mode transition

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210915

TM464

國(guó)家重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃資助項(xiàng)目（2017YFB0903203）。

2021-06-21

2021-07-14

袁立強(qiáng) 男，1976年生，博士，研究員，研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼儔浩?、電能路由器等。E-mail：ylq@tsinghua.edu.cn

高 深 男，1997年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼儔浩?、電能路由器等。E-mail：gaos19@mails.tsinghua.edu.cn（通信作者）

（編輯 郭麗軍）