用人工磁導體改善增益的寬帶圓極化天線

張 娟， 張潤澤， 韓麗萍， 裴立力， 韓國瑞

(山西大學 物理電子工程學院， 山西 太原 030006)

0 引 言

由于圓極化天線具有減少多徑干擾和方位不敏感的優(yōu)點， 因此在無線通信系統(tǒng)中得到了廣泛的應用. 隨著無線通信技術的發(fā)展， 對天線帶寬的要求越來越高， 改善圓極化天線的帶寬成為一個重要的研究課題. 螺旋天線是一種常見的寬帶圓極化天線[1]. 然而， 螺旋天線通常占用很大的空間， 且需要復雜的饋電網(wǎng)絡， 不利于通信系統(tǒng)的集成和小型化. 與之相比， 印刷型縫隙天線因其易集成和低制作成本等特點， 更具有吸引力[2-3]. 文獻[4]設計了一個共面波導饋電的印刷型寬縫隙天線， 通過一對額外的接地枝節(jié)實現(xiàn)了30%的軸比帶寬； 文獻[5]在環(huán)形縫隙的對角處嵌入了兩個不相等的倒L型條帶， 實現(xiàn)了32.2%的軸比帶寬.

為了單向輻射和提高天線的增益， 通常采用在天線背向加載反射板的方法. 與傳統(tǒng)金屬反射板的180°反射相位相比， 人工磁導體(Artificial Magnetic Conductor， AMC)反射板具有特殊的0°反射相位， 可以在較低的距離實現(xiàn)輻射電磁波與反射波的同相疊加， 增強天線正向輻射的增益， 從而降低天線的剖面， 減小天線的尺寸. 文獻[6]設計了一種基于AMC的低剖面寬帶圓極化天線. 在天線下方0.16λ0(真空中電磁波波長)處加載AMC反射板， 圓極化天線3 dB軸比帶寬達到 19.3%； 文獻[7]采用截角型AMC表面作為反射板以提高軸比帶寬. 該天線的軸比帶寬提高到 31.6%， 但天線剖面變?yōu)?.19λ0. 雖然AMC反射板的引入可以改善天線的帶寬和增益， 但天線的剖面依然較高， 不利于通信設備的小型化. 進一步降低剖面時， 天線的帶寬又受到了影響； 文獻[8]設計了一款基于超表面的寬帶低剖面圓極化天線， 該天線由傳統(tǒng)的縫隙天線和切角單元構(gòu)成的超表面組成， 實現(xiàn)了 7.2% 的工作帶寬和 0.03λ0的剖面； 文獻[9]中， 天線輻射單元由一個環(huán)形縫隙和兩個L型枝節(jié)組成， 天線下方加載的AMC反射板使該天線實現(xiàn)了單向輻射， 天線剖面為 0.08λ0， 軸比帶寬為3.0%； 文獻[10]為了在兩個頻帶上都實現(xiàn)低剖面和寬帶特性， 該天線采用雙頻帶AMC作為反射板， 所設計的天線剖面為 0.08λ0， 3 dB軸比帶寬為8.3%和5.77%.

本文設計了一種用AMC反射板改善增益的寬帶圓極化方形縫隙天線， 剖面高度為0.09λ0， 3 dB 軸比帶寬為14.6%. 天線饋電方式采用L型貼片耦合饋電， 其工作頻率覆蓋了3.7 GHz～4.2 GHz 的C波段. 天線在方形縫隙的對角線處嵌入兩個小的方形貼片來產(chǎn)生兩個相互正交的表面電流， 實現(xiàn)右旋圓極化輻射； 在L型貼片單元與共面波導饋線之間引入一個短截線， 使天線在一個較寬的頻段內(nèi)獲得阻抗匹配， 展寬了天線的阻抗帶寬和軸比帶寬. 此外， 在方形縫隙天線正下方加載一個4×4的矩形人工磁導體反射板， 改善了天線的增益， 實現(xiàn)了天線的單向輻射.

1 改善增益的寬帶圓極化天線設計

設計的天線如圖 1(a) 所示， 由上層的方形縫隙天線和下層的AMC反射板兩部分組成， 兩者間距為h. 方形縫隙天線結(jié)構(gòu)如圖 1(b) 所示， 天線印制在FR4介質(zhì)板上， 相對介電常數(shù)為4.4， 損耗角正切為0.02， 寬度W=60mm， 厚度h1=1.6 mm. 在介質(zhì)板上表面金屬層上刻蝕一個方形縫隙， 并在方形縫隙的對角線處嵌入了兩個小的方形貼片， 貼片寬度為S1=9.5 mm， 從而產(chǎn)生圓極化的輻射模式； 通過在縫隙的中間刻蝕一個L型的貼片來激勵這種輻射模式， 其長臂和短臂的尺寸分別為L1×W1和L2×W2. L型貼片的引入， 使得縫隙中的磁流重新分布， 從而激發(fā)出兩個幅度相等、 相位差為90°的正交諧振模式， 實現(xiàn)右旋圓極化輻射； 此外， L型的貼片與外部SMA接頭通過共面波導饋線相連. 共面波導饋線的長度L3=10.5 mm、 寬度W3=3 mm， 與接地板之間的間距g1=0.3mm. 為了在較寬的頻帶內(nèi)獲得阻抗匹配， 在L型貼片和共面波導饋線之間引入一個長度為L4,寬度為W4的短截線， 用以展寬天線的帶寬.

AMC反射板結(jié)構(gòu)如圖 1(c) 所示， 反射板為介電常數(shù)是4.4的FR4介質(zhì)板， 厚度h2=3.2 mm. 反射板的上表面是4×4的AMC單元組成的陣列， AMC單元尺寸為a×a， 相鄰單元間的水平距離g2=0.8 mm， 垂直距離g3=0.3 mm； 下表面是W×W的金屬接地板， 以保證電磁波能量的全反射.

(a) 天線側(cè)視圖

(b) 方形縫隙天線結(jié)構(gòu)

(c) AMC反射板結(jié)構(gòu)圖 1 天線結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure of the proposed antenna

圖 2 給出了AMC反射單元在不同剖面高度時的反射相位曲線. 可以看出， 當剖面高度為 0.08λ0時， AMC反射板的0°反射相位帶寬為3.77 GHz～4.28 GHz (相對帶寬為12.6%)； 當剖面高度為0.09λ0時， AMC的反射相位可以在3.54 GHz～4.52 GHz (相對帶寬為24.3%)實現(xiàn)0°反射相位特性. 而當剖面高度為0.1λ0時， AMC的0°反射相位帶寬為3.26 GHz～4.65 GHz(相對帶寬為35.1%). 由圖 2 可知， AMC反射板的0°反射相位帶寬隨剖面高度的增加而增加.

由于圓極化天線的輻射是由兩個幅度相等且相位差為90°的正交極化電流共同作用而成的. 為展寬圓極化天線的軸比帶寬， 可以將AMC反射板加載到方形縫隙天線下方， 利用AMC的0°反射特性來展寬圓極化天線的軸比帶寬. 圖 3 給出了在不同剖面高度時天線的軸比. 當剖面高度為0.08λ0時， 由于加載了AMC反射板， 使得天線在高頻處增加了一個諧振點， 軸比帶寬為 3.56 GHz～3.94 GHz (相對帶寬為10.1%). 當剖面高度為0.09λ0時， 由于AMC反射板具有較寬的0°反射相位帶寬， 因此天線的軸比帶寬較寬， 天線的軸比帶寬展寬為3.57 GHz～4.1 GHz (相對帶寬為13.8%). 而當剖面高度為0.1λ0時， 雖然AMC反射板的0°反射相位帶寬的進一步展寬使天線在高頻處又增加了一個新的諧振點， 但是在低頻處的相位不匹配， 使得天線的軸比在低頻段不滿足3 dB要求， 此時天線的軸比帶寬反而變窄了. 因此， 為了實現(xiàn)天線的寬帶特性， 選擇剖面高度為0.09λ0. 天線各部分的具體尺寸如表 1 所示.

圖 2 不同剖面高度時AMC單元的反射相位Fig.2 Reflection phase of AMC cell for different height

圖 3 不同剖面高度時天線的軸比Fig.3 AR of antenna for different height

表 1 天線各部分的尺寸Tab.1 Dimensions of antenna parts

2 影響軸比帶寬的參數(shù)分析

天線的阻抗帶寬和軸比帶寬主要受方形縫隙對角線處嵌入的方形貼片的寬度S1以及L型輻射貼片的臂長L1和L2的影響.分析它們對天線阻抗帶寬和軸比帶寬的影響， 并在分析某一參數(shù)對性能的影響時， 保持其他參數(shù)不變.

方形縫隙對角線處的矩形貼片寬度S1主要影響天線的諧振， 使天線在兩個相互正交的方向上形成幅度相等， 相位相差90°的諧振， 從而影響圓極化天線的軸比帶寬.貼片寬度S1對天線的阻抗和軸比帶寬的影響如圖 4 所示. 從圖4(a)可以看出，S1對天線的阻抗帶寬影響較小. 從圖4(b)可以看出, 隨著S1增大， 高頻處的軸比逐漸上移， 當S1=10.0 mm 時， 軸比的中心頻點大于3 dB， 未實現(xiàn)圓極化輻射， 當S1=9.0 mm和10.0 mm 時， 低頻處的軸比都大于3 dB， 當S1=9.5 mm時， 天線的軸比在3.5 GHz～4.1 GHz都小于 3 dB， 此時， 天線具有寬的軸比帶寬.

(a) S11

(b) 軸比圖 4 S1對S11和軸比的影響Fig.4 The S11 and AR for different S1

L型輻射貼片的長臂L1主要影響天線的低頻諧振. 圖5 (a)和圖 5(b) 分析了L型貼片單元的長臂L1對天線S11及軸比的影響. 可以看出L1對天線的阻抗帶寬影響同樣很小. 對于天線的軸比， 隨著L1的減小， 在較低頻率處， 軸比逐漸增加. 當L1=15.3 mm時， 只有較窄的高頻段內(nèi)軸比小于 3 dB； 當L1=17.3 mm時， 天線的低頻諧振為被激勵， 天線的工作帶寬較窄； 而當L1=16.3 mm時， 天線在較寬的頻帶內(nèi)軸比都位于3 dB以下.

(a) S11

(b) 軸比圖 5 L1對天線的影響Fig.5 The S11 and AR for different L1

L型輻射貼片的短臂L2主要影響天線高頻諧振. 圖 6 分析了L型輻射貼片單元的短臂長度L2對天線S11及軸比的影響. 從圖 6(a) 可以看出，L2對天線的阻抗帶寬影響較小. 而從圖 6(b) 可以看出， 隨著L2的增加， 軸比的低頻頻點變化較小， 而高頻頻點逐漸向高頻移動. 當L2為9.0 mm 時， 在3.7 GHz處的軸比大于3 dB， 不滿足寬帶的要求； 當L2=8.5 mm時， 頻帶內(nèi)的軸比都在3 dB 以下， 此時天線的軸比帶寬較寬； 當L2=8.0 mm 時， 高頻諧振未被激勵， 使得天線的軸比帶寬變窄； 當L2=8.5 mm時， 天線在低頻和高頻處都實現(xiàn)了較好的匹配， 其軸比都小于3 dB.

(a) S11

(b) 軸比圖 6 L2對天線的影響Fig.6 The S11 and AR for different L2

3 測試結(jié)果

天線結(jié)構(gòu)的加工實物如圖 7 所示， 天線總體尺寸為60 mm3×60 mm3×7.8 mm3.

圖 7 天線的加工實物圖Fig.7 The physical picture of proposed antenna

天線的S參數(shù)通過 Agilent N5235A 矢量網(wǎng)絡分析儀測量得出. 從圖 8 中仿真和測量的S參數(shù)曲線可以看到， 仿真的-10 dB工作頻率范圍為3.62 GHz～4.26 GHz； 測量的工作頻率范圍為3.58 GHz～4.16 GHz. 從圖 9 可以看出， 仿真的軸比帶寬為3.57 GHz～4.1 GHz， 相對帶寬為13.8%； 測量的軸比帶寬為 3.5 GHz～ 4.05 GHz， 相對帶寬為14.6%. 天線的工作頻率總體向低頻偏移， 可能是由SMA接頭和介質(zhì)板介電常數(shù)的不均勻引起的.

圖 8 天線的S11曲線Fig.8 S11 of the antenna

圖 9 天線的AR曲線Fig.9 AR of the antenna

圖 10 分別給出了天線在3.62 GHz和3.88 GHz 時仿真和測量的輻射方向圖， 在3.62 GHz時， 天線輻射方向圖的前后比為16.7 dB， -3 dB波束寬度為92°； 頻率為3.88 GHz時， 方向圖的前后比為19.9 dB， -3 dB波束寬度為88°. 可以看出天線的定向輻射性能較強， 在Z軸正上方具有良好的右旋圓極化性能. 天線仿真和測量結(jié)果較吻合. 圖 11 給出了在天線工作頻段內(nèi)有無AMC反射板時天線的增益曲線， 可以看出沒有加載AMC反射板時天線增益約為1 dBi, 而加載了AMC反射板時天線在工作頻帶內(nèi)增益都大于4 dBi. 在頻率為3.7 GHz時， 沒有加載AMC反射板的峰值增益為1.3 dBi， 而加載AMC反射板的峰值增益為6.0 dBi， 提高了4.7 dB. 加載AMC反射板后， 天線的增益明顯得到改善， 并且實現(xiàn)了單向輻射.

(a) 3.62 GHz

(b) 3.88 GHz圖 10 天線在3.62 GHz和3.88 GHz的輻射方向圖Fig.10 Radiation pattern of the antenna at 3.62 GHzand 3.88 GHz

圖 11 天線輻射增益圖Fig.11 Realized gain of the antenna

表 2 給出了本文所設計的天線與其他結(jié)構(gòu)天線性能的比較， 可以看出， 本文設計的天線在較低的剖面時， 仍具有較寬的軸比帶寬.

表 2 天線性能的比較

4 結(jié) 論

本文設計了一種用AMC反射板改善增益的寬帶圓極化方形縫隙天線， 工作頻段覆蓋了 3.7 GHz～4.2 GHz的C波段. 天線通過在方形縫隙的對角線處嵌入兩個小的方形貼片來產(chǎn)生兩個相互正交的表面電流， 從而實現(xiàn)右旋圓極化輻射； 在L型貼片單元與共面波導饋線之間引入一個短截線， 使天線在一個較寬的頻帶內(nèi)獲得阻抗匹配， 從而展寬了阻抗帶寬和軸比帶寬. 此外， 通過在方形縫隙天線正下方加載一個4×4的矩形AMC反射板， 改善了天線的增益， 實現(xiàn)了單向輻射. 仿真測試結(jié)果表明， 天線的阻抗帶寬為 3.58 GHz～4.16 GHz， 軸比帶寬為3.5 GHz～4.05 GHz， 相對帶寬為14.6%， 峰值增益達到6.0 dBi.