新型雙鉗位三電平PWM整流器雙平衡調(diào)制策略研究

石振剛，吳躍斌，孫沖，張林浩，武超飛，李涵

(1.國網(wǎng)河北省電力有限公司電力科學(xué)研究院，石家莊 050021； 2. 國網(wǎng)河北省電力有限公司,石家莊 050021)

0 引 言

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，多電平技術(shù)在高壓大功率系統(tǒng)、風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)系統(tǒng)及直流配電網(wǎng)系統(tǒng)等領(lǐng)域得到了廣泛研究，其中以二極管鉗位型三電平變流器的應(yīng)用較為廣泛。然而，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的大規(guī)模推廣應(yīng)用受制于直流母線電容電壓不平衡及各橋臂內(nèi)側(cè)功率器件關(guān)斷過電壓的問題，為了從根源上解決上述問題，文章對一種雙鉗位三電平變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行研究，并以整流器為例對其進(jìn)行分析。

二極管鉗位三電平整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)最早出現(xiàn)在1993年[1-3]，直到2005年對其基本工作原理進(jìn)行了簡單分析[4-6]，2008年將其應(yīng)用在變頻調(diào)速系統(tǒng)中[7-9]。綜合來看，研究均以逆變器為例進(jìn)行研究，都未對整流器進(jìn)行分析[10-13]；其次，對逆變器工作原理分析中，電流通路存在缺陷，對放電通路的分析缺乏依據(jù)；對直流側(cè)上下母線電容及鉗位電容電壓平衡調(diào)制過程分析不足，給出的控制方法難以實(shí)現(xiàn)二者的平衡控制[14-17]?；诖?，文章以該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的整流器為研究對象，詳細(xì)分析了其工作原理和雙鉗位工作機(jī)制，給出了電流路徑變化圖；根據(jù)電流路徑不能突變的特點(diǎn)及64種空間矢量對中點(diǎn)電位影響特性分析，提出了雙平衡的調(diào)制策略；推導(dǎo)出了其數(shù)學(xué)模型，給出了基于電網(wǎng)電壓定向的雙閉環(huán)控制方法。最后，通過仿真和實(shí)驗(yàn)進(jìn)行了驗(yàn)證。

1 雙鉗位三電平PWM整流器分析

1.1 工作原理分析

雙鉗位三電平PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，與二極管鉗位拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，每相橋臂增加了一個鉗位電容，可輸出4種開關(guān)狀態(tài)[18-20]。為簡化過程，以單相(A相)橋臂為例，假設(shè)初始時刻鉗位電容Ca兩端電壓為Udc/2。

圖1 雙鉗位三電平PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topological structure of two-clamp three-level PWM rectifier

(1)開關(guān)狀態(tài)SA=1，即橋臂上側(cè)兩開關(guān)管Sa1、Sa2導(dǎo)通，下側(cè)兩開關(guān)管Sa3、Sa4關(guān)斷，則此時輸出電壓Uao=Udc/2，雙向電流路徑如圖2中回路①、回路②所示。當(dāng)直流側(cè)電容Cup兩端電壓大于Ca兩端電壓時，將通過回路③對Ca充電，釋放其兩端電壓，從而維持直流母線電壓平衡，如圖2所示。這種狀態(tài)下由于Sa3處于關(guān)斷狀態(tài)，形不成放電通路，Ca不能夠放電，只能充電，無法實(shí)現(xiàn)自動平衡控制。

圖2 開關(guān)狀態(tài)SA=1時工作原理Fig.2 Working principle of switch state SA=1

(2)開關(guān)狀態(tài)SA=-1，即橋臂上側(cè)兩開關(guān)管Sa1、Sa2關(guān)斷，下側(cè)兩開關(guān)管Sa3、Sa4導(dǎo)通，則此時輸出電壓Uao=-Udc/2，雙向電流路徑如圖3中回路④、回路⑤所示。當(dāng)直流側(cè)電容Cdown兩端電壓大于Ca兩端電壓時，將通過回路⑥對Ca充電，釋放其兩端電壓，從而維持直流母線電壓平衡，如圖3所示。這種狀態(tài)下由于Sa1處于關(guān)斷狀態(tài)，形不成放電通路，Ca不能夠放電，只能充電，無法實(shí)現(xiàn)自動平衡控制。

圖3 開關(guān)狀態(tài)SA=-1時工作原理Fig.3 Working principle of switch state SA=-1

(3)開關(guān)狀態(tài)SA=0+，即開關(guān)管Sa1、Sa3導(dǎo)通，開關(guān)管Sa2、Sa4關(guān)斷，則此時輸出電壓Uao=0，雙向電流通路如圖4中回路⑦、回路⑧所示。當(dāng)直流側(cè)電容Cup兩端電壓大于Ca兩端電壓時，將對Ca進(jìn)行充電，從而釋放直流側(cè)電壓，維持直流側(cè)平衡，路徑與圖2中回路③一致；當(dāng)Ca兩端電壓大于Cup兩端電壓，且電流沿回路⑦流通時，此時Sa1反并聯(lián)二極管處于導(dǎo)通狀態(tài)，Ca將通過回路⑨對外放電，從而維持鉗位電容電壓平衡，如圖4所示。這種狀態(tài)下，Ca既可以充電又可以放電，能夠?qū)崿F(xiàn)鉗位電容電壓自平衡控制。

圖4 開關(guān)狀態(tài)SA=0+時工作原理Fig.4 Working principle of switch stateSA=0+

(4)開關(guān)狀態(tài)SA=0-，即開關(guān)管Sa2、Sa4導(dǎo)通，開關(guān)管Sa1、Sa3關(guān)斷，則此時輸出電壓Uao=0，雙向電流路徑如圖5中回路⑩、回路所示。當(dāng)直流側(cè)電容Cdown兩端電壓大于Ca兩端電壓時，將對Ca進(jìn)行充電，從而釋放直流側(cè)電壓，維持直流側(cè)平衡，路徑與圖3中回路⑥一致；當(dāng)Ca兩端電壓大于Cdown兩端電壓，且電流沿回路⑩流通時，此時Sa4反并聯(lián)二極管處于導(dǎo)通狀態(tài)，Ca將通過回路對外放電，從而維持鉗位電容電壓平衡，如圖5所示。這種狀態(tài)下，Ca既可以充電又可以放電，能夠?qū)崿F(xiàn)鉗位電容電壓自平衡控制。

圖5 開關(guān)狀態(tài)SA=0-時工作原理Fig.5 Working principle of switch state SA=0-

1.2 雙鉗位工作機(jī)制分析

傳統(tǒng)二極管鉗位式三電平變流器橋臂內(nèi)側(cè)開關(guān)器件存在關(guān)斷過電壓問題，所研究的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)通過鉗位二極管、鉗位電容可實(shí)現(xiàn)雙鉗位功能，從而實(shí)現(xiàn)了橋臂內(nèi)所有開關(guān)器件關(guān)斷過電壓抑制[21-23]。

圖6 雙鉗位電路分析Fig.6 Analysis of dual-clamp circuit

以A相橋臂為例，為了減少開關(guān)損耗，規(guī)定每次只動作一個開關(guān)。A相橋臂外側(cè)開關(guān)Sa1、Sa4關(guān)斷時產(chǎn)生的過電壓可通過鉗位二極管Da5、Da6分別鉗位在直流側(cè)電容Cup、Cdown兩端，與傳統(tǒng)二極管鉗位拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)類似，如圖6(a)、圖6(b)所示；通過工作原理分析可知，當(dāng)Sa2關(guān)斷時，Sa3必是導(dǎo)通狀態(tài)；當(dāng)Sa3關(guān)斷時，Sa2必是導(dǎo)通狀態(tài)，因此二者關(guān)斷產(chǎn)生的過電壓均可通過另一個開關(guān)管與鉗位電容構(gòu)成鉗位回路，如圖6(c)、圖6(d)所示。由以上分析可見，通過鉗位電容和鉗位二極管的雙鉗位作用，有效抑制了橋臂四個開關(guān)管關(guān)斷過電壓。

2 雙鉗位三電平整流器數(shù)學(xué)模型及控制策略分析

雙鉗位三電平整流器數(shù)學(xué)模型是實(shí)現(xiàn)雙閉環(huán)控制的基礎(chǔ)，定義開關(guān)函數(shù)Si(i=a,b,c)，其表達(dá)式如下[6]：

(1)

由此可得雙鉗位三電平PWM整流器在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下交流側(cè)高頻數(shù)學(xué)模型為：

(2)

式中ud、uq分別為整流器交流側(cè)交、直流電壓。對上式引入狀態(tài)反饋解耦控制，并采用PI調(diào)節(jié)器對電流環(huán)進(jìn)行控制，可得其電壓、電流雙閉環(huán)控制框圖如圖7所示。

圖7 雙鉗位整流器雙閉環(huán)控制框圖Fig.7 Double closed-loop control block diagram of double clamp rectifier

由圖7可見，SVPWM調(diào)制算法是實(shí)現(xiàn)雙閉環(huán)控制關(guān)鍵，下面對雙鉗位三電平整流器的雙平衡SVPWM調(diào)制算法進(jìn)行分析。

3 基于空間矢量的雙平衡調(diào)制策略分析

3.1 空間矢量圖

雙鉗位三電平變流器每相橋臂可輸出4種開關(guān)狀態(tài)，共64種組合，對應(yīng)64個電壓空間矢量，如圖8所示。其中零矢量對應(yīng)10種開關(guān)組合，每個小矢量對應(yīng)6種開關(guān)組合，每個中矢量對應(yīng)2種開關(guān)組合，大矢量對應(yīng)1種開關(guān)組合。

圖8 電壓空間矢量圖Fig.8 Voltage dimensional vector diagram

3.2 鉗位電容電壓平衡控制

由雙鉗位三電平整流器工作原理分析可知，每相橋臂在4種開關(guān)狀態(tài)下均能夠?qū)崿F(xiàn)充電控制，僅在開關(guān)狀態(tài)SA=0+或SA=0-狀態(tài)下，且分別滿足電流回路⑦、回路⑩的情況下，才能夠分別通過回路⑨、回路放電。因此，鉗位電容電壓的平衡控制轉(zhuǎn)化為放電回路控制，即如何使電流回路⑦或回路⑩導(dǎo)通。根據(jù)電流導(dǎo)通過程中不能突變的特點(diǎn)，這里提出采用開關(guān)狀態(tài)切換方式使通路⑦或通路⑩導(dǎo)通，從而實(shí)現(xiàn)鉗位電容電壓的平衡控制。采用“七段式”SVPWM調(diào)制方式，為了減少開關(guān)損耗每次僅動作一個開關(guān)，則4種開關(guān)狀態(tài)之間相互切換共存在4種情況，如圖9中Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ所示。

圖9 開關(guān)狀態(tài)切換過程圖Fig.9 Switching process diagram of switching state

雙鉗位三電平變流器工作狀態(tài)發(fā)生變化時，即工作在整流或者逆變狀態(tài)，電流路徑將發(fā)生改變，需要分別分析，這里以整流狀態(tài)為例。切換Ⅰ：即開關(guān)狀態(tài)SA=1與SA=0+相互切換，此時電流路徑在回路②與回路⑦之間互相切換，回路⑦導(dǎo)通，滿足放電條件。切換Ⅱ：即開關(guān)狀態(tài)SA=1與SA=0-相互切換，電流路徑在回路②與回路之間互相切換，鉗位電容處于充電狀態(tài)，不滿足放電條件。切換Ⅲ：即開關(guān)狀態(tài)SA=-1與SA=0+相互切換，電流路徑在回路④與回路⑧之間互相切換，鉗位電容處于充電狀態(tài)，不滿足放電條件。切換Ⅳ：即開關(guān)狀態(tài)SA=-1與SA=0-相互切換，電流路徑在回路④與回路⑩之間互相切換，回路⑩導(dǎo)通，滿足放電條件。

綜合以上分析可見，整流狀態(tài)下，開關(guān)狀態(tài)切換遵循SA=1與SA=0+相互切換、SA=-1與SA=0-相互切換時，鉗位電容能夠形成放電通路，實(shí)現(xiàn)自身電壓的平衡調(diào)制。

3.3 直流側(cè)電壓平衡調(diào)制

直流側(cè)電容電壓的平衡調(diào)制僅與流過中點(diǎn)的電流大小有關(guān)，與鉗位電容無關(guān)，可以忽略鉗位電容的影響[24-25]。在零電平狀態(tài)下，當(dāng)電流方向發(fā)生變化時，交流側(cè)與直流側(cè)之間的連接點(diǎn)也發(fā)生了改變，導(dǎo)致交直流側(cè)存在多種連接形式。因此，需要對64個空間矢量對中點(diǎn)電位的影響特性逐個進(jìn)行分析，以矢量“10+-1”為例，其可能存在兩種電流通路，分別如圖10(a)、圖10(b)所示。

圖10 矢量10+-1交直流側(cè)連接圖Fig.10 Vector 10+-1 AC/DC side connection diagram

由圖10(a)可見，在這種電流通路情況下，會造成中點(diǎn)電位上升；由圖10(b)可見，在這種電流通路情況下，對中點(diǎn)電位沒有影響，綜合以上兩種情況，判斷矢量10+-1將導(dǎo)致中點(diǎn)電位上升，能力較弱。采取同樣的方法對另外63個矢量進(jìn)行分析，最終將其影響特性分為5類，分別為導(dǎo)致中點(diǎn)電位上升，能力較弱；導(dǎo)致中點(diǎn)電位上升，能力較強(qiáng)；對中點(diǎn)電位沒有影響；導(dǎo)致中點(diǎn)電位下降，能力較弱；導(dǎo)致中點(diǎn)電位下降，能力較強(qiáng)。進(jìn)一步采用“七段式”空間矢量調(diào)制算法，可得在每個小三角形中共存在8種矢量組合，在得出64個矢量影響特性后，可以對8種組合對中點(diǎn)電位的影響特性進(jìn)一步分類，從中選擇出對中點(diǎn)電位影響最弱的組合。進(jìn)一步根據(jù)鉗位電容平衡條件對開關(guān)狀態(tài)切換進(jìn)行篩選，最終選擇出既滿足中點(diǎn)電位平衡又滿足鉗位電容電壓平衡的“七段式”空間矢量序列，即實(shí)現(xiàn)了雙平衡調(diào)制。

4 MATLAB仿真分析

為了驗(yàn)證算法分析的正確性，搭建了仿真模型，設(shè)無功電流給定值為零，電源電壓峰值563 V，Ls為0.2 mH，Cup、Cdown、Ca、Cb、Cc均為7 000 μF，負(fù)載電阻為2 Ω，Udc給定值為1 200 V，采樣頻率2 kHz，MATLAB仿真結(jié)果如圖11(a)～圖11(d)所示。

圖11 仿真波形Fig.11 Simulation waveform

由圖11(a)～圖11(b)可見，直流側(cè)上下母線電容兩端電壓穩(wěn)定，二者之間差值較小，中點(diǎn)電位波動較小，且二者之和與給定值基本相等，實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)定直流側(cè)電壓控制；由圖11(c)可見，鉗位電容電壓經(jīng)過短暫的調(diào)節(jié)后穩(wěn)定在半母線電壓附近，由此驗(yàn)證了此雙平衡調(diào)制策略的正確性。由圖11(d)可見，A相電壓與電流相位一致，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)整流。由圖11(e)可見相電流頻譜圖輸出電流諧波含量較低，滿足控制要求。

為進(jìn)一步驗(yàn)證，基于DSP+FPGA控制器結(jié)構(gòu)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)分析，參數(shù)同上。IGBT采用Infineon FF650R17IE4，直流側(cè)電容為TFMFO-1K00 2×70072ZGKD 2*7 000 μF，實(shí)驗(yàn)波形如圖12所示。

在0.15 s時負(fù)載突變，圖12(a)中CH1(600 V/格)、CH2(550 A/格)分別為A相交流側(cè)電壓和電流波形，可見交流側(cè)電壓、電流波形正弦度好，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)整流。圖12(a)中CH3、CH4分別為直流側(cè)上、下母線電容電壓波形，可見在大電流輸出情況下，直流側(cè)母線電壓得到了較好的穩(wěn)定。在負(fù)載發(fā)生突變時，網(wǎng)側(cè)電壓、電流及直流側(cè)電壓波形均能夠快速響應(yīng)并過渡到穩(wěn)態(tài)。在實(shí)際運(yùn)行狀況下存在雜散電感，IGBT關(guān)斷時會產(chǎn)生過電壓，圖12(b)為A相橋臂內(nèi)側(cè)Sa2關(guān)斷時其兩端過電壓波形，可見通過鉗位電容Ca的抑制作用，有效鉗位住了關(guān)斷過電壓。圖12(c)為三電平整流器網(wǎng)側(cè)諧波電流畸變率，由圖12可見畸變率較低，實(shí)現(xiàn)了良好的諧波控制性能。

圖12 實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waveform

5 結(jié)束語

為了減少中點(diǎn)電位波動，抑制橋臂關(guān)斷過電壓，文中對一種新型三電平PWM整流器進(jìn)行了研究。分析了目前研究內(nèi)容存在的缺陷，對其工作原理及雙鉗位工作機(jī)制進(jìn)行了分析，給出了詳細(xì)的電流路徑圖；在推導(dǎo)出其數(shù)學(xué)模型的基礎(chǔ)上給出了基于電網(wǎng)電壓定向的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)框圖；根據(jù)導(dǎo)通過程中電流路徑不能夠突變的特點(diǎn)，提出了采用開關(guān)狀態(tài)切換實(shí)現(xiàn)鉗位電容電壓平衡控制的方法；通過對64種空間矢量對中點(diǎn)電位的影響特性進(jìn)行分析，將其影響特性歸為5類，并通過兩步篩選給出了其雙平衡調(diào)制策略，并通過MATLAB軟件及DSP+FPGA的控制結(jié)構(gòu)進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，證實(shí)了策略的正確性。