一種利用隨機(jī)矩陣調(diào)制實(shí)現(xiàn)共享通信方法

洪 升， 朱 琪， 葉延恒， 趙志欣

(南昌大學(xué)信息工程學(xué)院， 江西南昌 330031)

0 引 言

共享雷達(dá)通信[1]是指通過(guò)共享信號(hào)、信道、天線等軟件或硬件資源，同時(shí)實(shí)現(xiàn)雷達(dá)探測(cè)與數(shù)據(jù)通信的功能，其具有資源集約化和功能增強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，能有效解決傳統(tǒng)功能疊加體制的資源浪費(fèi)、功能沖突、成本高和機(jī)動(dòng)性差等缺點(diǎn)。

利用波形實(shí)現(xiàn)雷達(dá)通信功能共享具有簡(jiǎn)化結(jié)構(gòu)、節(jié)約頻譜資源、避免產(chǎn)生大量電磁干擾、提高雷達(dá)系統(tǒng)和通信系統(tǒng)的工作效率等優(yōu)點(diǎn)。從實(shí)現(xiàn)方式上，利用波形實(shí)現(xiàn)雷達(dá)通信雙功能共享主要分為兩類(lèi)：第一類(lèi)是指在已有雷達(dá)波形中按照一定調(diào)制方式嵌入通信信息，在保證雷達(dá)性能的同時(shí)實(shí)現(xiàn)共享通信；線性調(diào)頻(Linear Frequency Modulation, LFM)信號(hào)作為常見(jiàn)的雷達(dá)發(fā)射信號(hào)，基于此的雷達(dá)通信一體化信號(hào)設(shè)計(jì)可以滿足雷達(dá)測(cè)距、測(cè)速和低速通信等要求，是雷達(dá)通信一體化信號(hào)設(shè)計(jì)的主要發(fā)展方向?，F(xiàn)有的基于LFM共享信號(hào)的設(shè)計(jì)方法有MSK調(diào)制[2]、調(diào)頻率調(diào)制、初始頻率調(diào)制[3]以及帶內(nèi)相位調(diào)制[4]等，這些方法雖然操作簡(jiǎn)單，不存在通信信號(hào)占用雷達(dá)發(fā)射功率的問(wèn)題，但是傳輸速率低。第二類(lèi)是指利用數(shù)據(jù)通信信號(hào)波形直接實(shí)現(xiàn)雷達(dá)功能(探測(cè)或成像)，在保證通信性能的同時(shí)實(shí)現(xiàn)共享雷達(dá)。利用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)波形實(shí)現(xiàn)雷達(dá)通信功能共享是一種常見(jiàn)的方法。Garmatyuk 教授提出了正交頻分復(fù)用-相位編碼信號(hào)(OFDM-PC)的一體化雷達(dá)通信系統(tǒng)，基于合成孔徑方式對(duì)目標(biāo)進(jìn)行成像處理。王孟奇[5]在OFDM信號(hào)中引入了多相編碼雷達(dá)常用的P4循環(huán)移位碼,使信號(hào)具有了傳遞信息的能力且不改變雷達(dá)的硬件結(jié)構(gòu)。劉冰凡等在OFDM-LFM MIMO雷達(dá)的基礎(chǔ)上，通過(guò)改變每個(gè)陣元發(fā)射信號(hào)的初始頻率實(shí)現(xiàn)了雷達(dá)通信一體化[6]。Surender提出了在超寬帶信號(hào)頻譜中嵌入OFDM 通信數(shù)據(jù)形成共享波形。然而這些方法只是兩種形態(tài)的疊加，疊加后會(huì)對(duì)兩者的性能造成損失，并沒(méi)有解決PAPR高的問(wèn)題。OFDM[7-8]信號(hào)具有PAPR高的問(wèn)題,限制了雷達(dá)發(fā)射機(jī)的功率。而文獻(xiàn)[9]提出了一種用于MIMO雷達(dá)SAR成像的隨機(jī)矩陣調(diào)制-OFDM波形，該波形具備大時(shí)間帶寬積、弱互相關(guān)干擾等優(yōu)勢(shì)，且經(jīng)隨機(jī)矩陣調(diào)制后的OFDM波形峰均功率比較低。我們發(fā)現(xiàn)，文獻(xiàn)[9]所構(gòu)造的隨機(jī)矩陣調(diào)制OFDM波形之間具備良好的正交性，這為利用該波形進(jìn)行數(shù)據(jù)通信創(chuàng)造了條件。此外，根據(jù)波形的構(gòu)造規(guī)則，可以產(chǎn)生大量的正交波形，這為利用該波形進(jìn)行高速率數(shù)據(jù)通信奠定了基礎(chǔ)。

為此，本文研究出一種利用隨機(jī)矩陣調(diào)制-OFDM(Random Matrix-OFDM，RMM-OFDM) 雷達(dá)成像波形實(shí)現(xiàn)共享通信的方法，并根據(jù)不同的通信方式和通信場(chǎng)景提出一種有效的雷達(dá)通信共享方案。所提雷達(dá)通信共享方法不改變?cè)茧S機(jī)矩陣調(diào)制-OFDM波形結(jié)構(gòu)，能夠在不影響雷達(dá)成像性能的同時(shí)進(jìn)行高質(zhì)量和高速率的數(shù)據(jù)通信，從而實(shí)現(xiàn)雷達(dá)功能和通信功能的有效共享。同時(shí)，所提雷達(dá)通信共享方法可適用于不同的通信方式和通信場(chǎng)景。

1 信號(hào)模型及相關(guān)性能

1.1 RMM-OFDM信號(hào)模型

根據(jù)文獻(xiàn)[9]的定義，一個(gè)傳統(tǒng) RMM-OFDM波形在頻域包含多個(gè)不同子載波頻率，在時(shí)域包含多個(gè)恒定的子持續(xù)時(shí)間，從而在時(shí)域-頻域二維平面上劃分了多個(gè)網(wǎng)格，每個(gè)網(wǎng)格內(nèi)調(diào)制線性調(diào)頻波形。 RMM-OFDM波形中，每個(gè)子載波具有相同的子載波帶寬和子碼元持續(xù)時(shí)間，并由波形基矩陣唯一確定；波形基矩陣有三種形式:上升調(diào)頻、下降調(diào)頻和混合調(diào)頻，其中混合調(diào)頻基的相關(guān)性能最佳。圖1(a)給出了一種基于混合調(diào)頻基的RMM-OFDM-LFM波形。每個(gè)RMM-OFDM波形具有與之對(duì)應(yīng)的唯一的0/1隨機(jī)調(diào)制矩陣，以便與其他RMM-OFDM波形正交。所述的0/1隨機(jī)矩陣為每行每列只有一個(gè)1元素其他元素為0的稀疏矩陣。與圖1(a)所對(duì)應(yīng)的0/1隨機(jī)矩陣如圖1(b)所示。

圖1 傳統(tǒng)RMM-OFDM-LFM波形結(jié)構(gòu)

基于原始的RMM-OFDM-LFM波形定義，本文將網(wǎng)格內(nèi)的調(diào)制波形由線性調(diào)頻波形推廣為非線性調(diào)頻波形，基于混合調(diào)頻基的RMM-OFDM-NLFM波形結(jié)構(gòu)如圖2(a)所示，其對(duì)應(yīng)的0/1隨機(jī)矩陣如圖2(b)所示。為此，保持其他定義不變，本文規(guī)定網(wǎng)格內(nèi)可調(diào)制基礎(chǔ)調(diào)頻波形，包括線性調(diào)頻波形和非線性調(diào)頻波形，從而得到本文所定義的廣義隨機(jī)矩陣調(diào)制-OFDM波形。

圖2 RMM-OFDM-NLFM波形結(jié)構(gòu)

基于該定義，具有M個(gè)子載波和N個(gè)子碼元的隨機(jī)矩陣調(diào)制RMM-OFDM波形可以表示為

exp[j2π(t-nTb)fmn]·

exp[j2π(t-nTb)φmn]

(1)

u(t)=1,0≤t≤Tb

(2)

式中，ap表示調(diào)制到第p個(gè)波形上的碼元符號(hào)，Tb為子碼元持續(xù)時(shí)間，Bb為子載波帶寬，T=NTb為波形脈沖持續(xù)時(shí)間，B=MBb表示隨機(jī)矩陣調(diào)制-OFDM波形的總帶寬，fmn為第m個(gè)子載波的第n個(gè)子碼元下的起始頻率，φmn(t)為基礎(chǔ)調(diào)頻波形的相位函數(shù),u(t)為一個(gè)矩陣窗函數(shù)。

1.2 RMM-OFDM-LFM信號(hào)模型

根據(jù)隨機(jī)矩陣-OFDM波形的廣義定義，基礎(chǔ)調(diào)頻波形可以是線性調(diào)頻波形或者非線性調(diào)頻波形。當(dāng)以線性調(diào)頻波形為基礎(chǔ)調(diào)頻波形構(gòu)造RMM-OFDM-LFM波形時(shí)，波形的相位函數(shù)φmn(t)可表示為

(3)

式中，kmn為第m個(gè)子載波在信號(hào)sp(t)的第n個(gè)子碼元的線性調(diào)頻斜率，如果滿足fmn=mBb，kmn=Bb/Tb，這個(gè)子線性調(diào)頻基是上升型線性調(diào)頻基，反之，fmn=(m+1)Bb和kmn=-Bb/Tb時(shí)，這個(gè)子線性調(diào)頻基是下降型線性調(diào)頻基。

假定M=N=8，信號(hào)帶寬B=400 MHz，時(shí)寬T=8 μs，可得到4個(gè)子載波為線性調(diào)頻波形的RMM-OFDM-LFM波形，如圖3所示。如圖1所示，只需改變與RMM-OFDM-LFM波形相對(duì)應(yīng)的0/1隨機(jī)矩陣便可得到一個(gè)全新的RMM-OFDM-LFM波形，可將二進(jìn)制信息嵌入RMM-OFDM-LFM波形中實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)通信。

圖3 RMM-OFDM-LFM波形的例子

1.3 RMM-OFDM-NLFM信號(hào)模型

首先選定海明窗函數(shù)，如下：

W(f)=0.54+0.46cos(2πf/Bb)

f∈[-Bb/2,Bb/2]

(4)

離散逼近求和得到群時(shí)延T(f)，如下：

T(f)=(Tb/Bb)f+(0.46/0.54)·

(Tb/2π)sin(2πf/Bb)

(5)

利用三次樣條插值求反函數(shù)f(t)=T-1(f)，從而得到調(diào)頻特性規(guī)律f(t)。

(6)

同等參數(shù)下子載波為非線性調(diào)頻波形的RMM-OFDM-NLFM波形，如圖4所示。如圖2所示，只需要改變與RMM-OFDM-NLFM波形相對(duì)應(yīng)的0/1隨機(jī)矩陣便可得到一個(gè)新的RMM-OFDM-NLFM波形，可將二進(jìn)制信息嵌入RMM-OFDM-NLFM波形中實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)通信。

圖4 RMM-OFDM-NLFM波形的例子

無(wú)論是RMM-OFDM-LFM波形還是RMM-OFDM-NLFM波形，只需要改變0/1隨機(jī)矩陣便可得到一個(gè)新的隨機(jī)矩陣調(diào)制-OFDM波形。因此，隨機(jī)矩陣調(diào)制-OFDM波形的個(gè)數(shù)是由相互正交的0/1隨機(jī)矩陣的個(gè)數(shù)所決定。對(duì)于M×N維的矩陣，其中N≥M，當(dāng)M為偶數(shù)時(shí)共存在上升型0/1隨機(jī)矩陣數(shù)為

N·(N-1)·(N-2)…(N-M+1)

(7)

1.4 相關(guān)性能

利用隨機(jī)矩陣調(diào)制-OFDM波形實(shí)現(xiàn)MIMO雷達(dá)成像-數(shù)據(jù)通信一體化系統(tǒng)，需要在雷達(dá)或通信接收端實(shí)現(xiàn)波形信號(hào)的分離，這要求發(fā)射波形庫(kù)中隨機(jī)矩陣調(diào)制-OFDM波形具有較好的相關(guān)性能，即波形自模糊函數(shù)近似圖釘狀，不同的波形之間的互模糊函數(shù)的旁瓣低。

隨機(jī)矩陣調(diào)制-OFDM波形的自模糊函數(shù)和互模糊函數(shù)可由下式計(jì)算：

(8)

式中，χpp(τ,fd)表示第p個(gè)波形的自模糊函數(shù)，χpq(τ,fd)表示第p個(gè)波形和第q個(gè)波形的互模糊函數(shù)，其中τ和fd分別為距離和歸一化多普勒。根據(jù)式(8)計(jì)算圖3中各波形的模糊函數(shù)，各個(gè)RMM-OFDM-LFM波形的自模糊函數(shù)結(jié)果如圖5所示，各個(gè)RMM-OFDM-NLFM波形的自模糊函數(shù)結(jié)果如圖6所示，圖7分別給出了RMM-OFDM-LFM波形和RMM-OFDM-NLFM波形的互模糊函數(shù)的仿真圖。

圖5 4種RMM-OFDM-LFM波形的自模糊函數(shù)仿真圖

圖6 4種RMM-OFDM-NLFM波形的自模糊函數(shù)仿真圖

由圖5和圖6可以看出，同一波形集中不同的波形之間的自模糊函數(shù)性能差別不大，波形性能的一致性較好；同時(shí)，RMM-OFDM-LFM波形和RMM-OFDM-LFM波形的自模糊函數(shù)都呈圖釘狀。由圖7可知，RMM-OFDM-LFM波形集和RMM-OFDM-LFM波形集的互模糊函數(shù)旁瓣均在-25dB左右，旁瓣越低，互相關(guān)性能越好，同一波形集中不同波形之間存在互相關(guān)干擾，但互相關(guān)干擾較小。因此，構(gòu)造的基礎(chǔ)波形為線性調(diào)頻波形或非線性調(diào)頻波形的RMM-OFDM波形集中不同的波形都具備良好的自模糊函數(shù)性能和互模糊函數(shù)性能，能夠應(yīng)用于MIMO雷達(dá)成像及數(shù)據(jù)通信。

圖7 RMM-OFDM波形的互模糊函數(shù)示意圖(圖(a)和(b)為RMM-OFDM-LFM波形的互模糊函數(shù)仿真圖，分別是波形和波形波形和波形圖(c)和(d)是與圖(a)和(b)同等條件下RMM-OFDM-NLFM波形互模糊函數(shù)仿真圖)

2 雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)

本文所搭建的雷達(dá)SAR成像-通信一體化系統(tǒng)架構(gòu)如圖8所示，雷達(dá)接收機(jī)置于飛機(jī)上，通信用戶接收機(jī)在探測(cè)區(qū)域內(nèi)均勻隨機(jī)分布；在雷達(dá)接收端實(shí)現(xiàn)照射區(qū)域的高分辨率成像，在通信接收端，實(shí)現(xiàn)通信信息的傳遞。

圖8 一體化系統(tǒng)架構(gòu)圖

基于RMM-OFDM波形數(shù)量的豐富性以及良好的正交性，可以保證較大的數(shù)據(jù)通信速率及較高的數(shù)據(jù)通信質(zhì)量。利用RMM-OFDM雷達(dá)波形實(shí)現(xiàn)共享通信的方法，可適用于不同的通信場(chǎng)景。

2.1 發(fā)射端處理

在單天線通信場(chǎng)景下，其具體發(fā)射步驟為：

多用戶場(chǎng)景的波形發(fā)射方法和波形參數(shù)選擇，和單用戶場(chǎng)景基本相同；唯一的區(qū)別在于，若用戶數(shù)為Q時(shí)，則所構(gòu)建的發(fā)射波形集中的波形個(gè)數(shù)是單用戶場(chǎng)景時(shí)的Q倍。由于單天線多用戶通信的情況下峰均功率比很高會(huì)導(dǎo)致雷達(dá)接收端成像效果變差，因此在單天線通信場(chǎng)景下，本文只考慮單用戶的情況，不考慮多用戶。

在多天線通信場(chǎng)景下，若為單用戶場(chǎng)景，則其具體發(fā)射步驟為：

2.2 接收端雷達(dá)信號(hào)處理

假設(shè)第p個(gè)發(fā)射波形sp(t)由第p根天線以載波頻率fc發(fā)射,則雷達(dá)接收機(jī)接收到的回波信號(hào)為

式中，R(τ)為目標(biāo)與雷達(dá)的斜距,τ為方位向時(shí)間，wa(τ)為天線方向圖,c0為光速，λc為載波波長(zhǎng)。對(duì)t進(jìn)行傅里葉變換，根據(jù)定相原理，得到

(10)

式中，fγ為距離向頻率，sp(fγ)為sp(t)的傅里葉表示。第p個(gè)RMM-OFDM波形sp(t)對(duì)應(yīng)的匹配濾波器為

(11)

距離向脈沖壓縮(匹配濾波) 后的信號(hào)為

此時(shí)距離向被壓縮的信號(hào)為

(13)

IFFTfr是對(duì)變量fr的傅里葉反變換，考慮條帶式MIMO-SAR，與第p根天線相應(yīng)的距離和方位向壓縮信號(hào)可以表示為

式中,R0為雷達(dá)平臺(tái)最近的傾斜距離，fa為方位角頻率，fdc為方位角多普勒頻率中心，fdr為方位角多普勒調(diào)頻速率。最后對(duì)變量fa進(jìn)行傅里葉反變換IFFT可以獲得關(guān)于t的聚焦圖像為

(15)

當(dāng)P=1時(shí)為傳統(tǒng)SISO-SAR成像結(jié)果，當(dāng)P=1,2,…,Q時(shí)為MIMO-SAR成像結(jié)果。

2.3 接收端通信信號(hào)處理

1) 單天線通信單用戶場(chǎng)景下，通信接收端的數(shù)據(jù)解調(diào)過(guò)程如圖9所示。

在用戶的接收端配置一個(gè)與發(fā)射波形集相對(duì)應(yīng)的匹配濾波器組，其中包含K個(gè)匹配濾波器，第k個(gè)RMM-OFDM波形sk(t)對(duì)應(yīng)的匹配濾波器為

圖9 單天線單用戶通信模式接收端的解調(diào)流程

(16)

對(duì)輸出信號(hào)進(jìn)行能量檢測(cè)，實(shí)現(xiàn)對(duì)通信信息的解調(diào)處理。由圖7中的互模糊函數(shù)可知，隨機(jī)矩陣調(diào)制波形集中不同波形之間互相關(guān)性較低，若回波信號(hào)在hk(t)的輸出端有較高的尖峰，則表示接收到的是第k個(gè)RMM-OFDM波形sk(t)對(duì)應(yīng)的通信信息，由此根據(jù)映射關(guān)系解調(diào)出通信信息。

2) 多天線通信單用戶場(chǎng)景下，通信接收端的數(shù)據(jù)解調(diào)過(guò)程如圖10所示。

圖10 多天線單用戶通信模式接收端的解調(diào)流程

數(shù)據(jù)解調(diào)過(guò)程類(lèi)似于單天線通信單用戶場(chǎng)景，區(qū)別為多天線通信單用戶場(chǎng)景下的用戶接收端需配置一個(gè)包含Q個(gè)匹配濾波器的匹配濾波器組，對(duì)經(jīng)匹配濾波器組匹配后的回波信號(hào)進(jìn)行峰值能量檢測(cè)，基于得到的P個(gè)能量峰值進(jìn)行循環(huán)判決，判決出P個(gè)發(fā)射波形構(gòu)成的第ck種波形組合，從而表示接收到的是第ck個(gè)波形組合對(duì)應(yīng)的通信信息，根據(jù)映射關(guān)系解調(diào)通信信息，以此實(shí)現(xiàn)通信信息的傳輸。

3) 多天線通信多用戶場(chǎng)景下，通信接收端的數(shù)據(jù)解調(diào)過(guò)程如圖11所示。

圖11 多天線多用戶通信模式接收端的解調(diào)流程

假定有I個(gè)用戶，數(shù)據(jù)解調(diào)過(guò)程類(lèi)似于多天線通信單用戶場(chǎng)景，區(qū)別為多用戶接收端配置的每個(gè)匹配濾波器組所包含的濾波器個(gè)數(shù)是多天線通信單用戶的I倍。在多天線通信中，若單用戶場(chǎng)景下每個(gè)匹配濾波器組的匹配濾波器個(gè)數(shù)為Q的，則多用戶場(chǎng)景下，每個(gè)匹配濾波器組包含的匹配濾波器個(gè)數(shù)為I·Q。所增加的匹配濾波器數(shù)用于抑制其他用戶的通信信號(hào)對(duì)本用戶的干擾。

3 性能分析和數(shù)值仿真

3.1 雷達(dá)成像性能

圖12(a)和圖12(b)分別給出了RMM-OFDM-LFM波形和RMM-OFDM-NLFM波形在傳統(tǒng)SISO-SAR系統(tǒng)中的成像結(jié)果。圖12(c)和圖12(d)分別給出了RMM-OFDM-LFM波形和RMM-OFDM-NLFM波形在MIMO-SAR系統(tǒng)中某根天線接收數(shù)據(jù)的成像結(jié)果。

表1 仿真參數(shù)表

圖12 雷達(dá)SAR成像仿真結(jié)果比較圖

由圖12(b)和圖12(d)的仿真結(jié)果可以看出，與傳統(tǒng)SISO-SAR系統(tǒng)相比，由于互相關(guān)干擾，在MIMO-SAR系統(tǒng)中，每根接收天線可得到一個(gè)圖像，總共可得到4個(gè)MIMO SAR圖像，將4個(gè)MIMO SAR圖像相干累加成一個(gè)圖像。RMM-OFDM波形應(yīng)用于MIMO-SAR系統(tǒng)時(shí)其成像性能在距離維上略有上升；從圖12(c)和圖12(d)的仿真結(jié)果可以看出，RMM-OFDM-LFM波形應(yīng)用于MIMO-SAR系統(tǒng)時(shí)距離維分辨率略優(yōu)于RMM-OFDM-NLFM波形，因此RMM-OFDM-LFM波形應(yīng)用于MIMO-SAR系統(tǒng)時(shí)其成像結(jié)果比RMM-OFDM-NLFM波形略優(yōu)，其原因可由1.4節(jié)中對(duì)RMM-OFDM波形相關(guān)性能的分析得到。觀察圖5和圖6可知，在相同條件下RMM-OFDM-LFM波形的自相關(guān)柵瓣略低于RMM-OFDM-NLFM波形；觀察圖7可知，RMM-OFDM-LFM波形的互相關(guān)性能略優(yōu)于RMM-OFDM-NLFM波形。因此，圖12(c)和圖12(d)中，RMM-OFDM-LFM波形應(yīng)用于MIMO-SAR系統(tǒng)時(shí)其成像結(jié)果比RMM-OFDM-NLFM波形略優(yōu)。仿真驗(yàn)證基礎(chǔ)波形不管是線性調(diào)頻波形還是非線性調(diào)頻波形的RMM-OFDM波形集都可以用于MIMO-SAR成像。

3.2 通信性能分析

基于3.1節(jié)選取的參數(shù)，進(jìn)行100次 Monte Carlo仿真實(shí)驗(yàn)，以誤碼率為指標(biāo)驗(yàn)證RMM-OFDM-LFM波形和RMM-OFDM-NLFM波形應(yīng)用于不同的通信場(chǎng)景的通信性能。為了方便與本文中共享信號(hào)作對(duì)比，本文仿真了在相同帶寬、脈寬、調(diào)頻率條件下，文獻(xiàn)[10]中基于LFM信號(hào)相位調(diào)制的共享信號(hào)應(yīng)用于不同的通信場(chǎng)景的通信性能。三種信號(hào)用于不同通信場(chǎng)景下的誤碼率曲線分別如圖13所示。

圖13 單天線通信下誤碼率隨信噪比變化曲線仿真結(jié)果比較

表2 單天線通信誤碼率數(shù)據(jù)對(duì)比

由圖13和表2可知，在單天線通信場(chǎng)景下，相對(duì)于文獻(xiàn)[10]中經(jīng)相位調(diào)制的共享信號(hào)，本文中經(jīng)隨機(jī)矩陣調(diào)制的RMM-OFDM信號(hào)在信噪比大于-35 dB時(shí)具有一定的優(yōu)勢(shì)，在多天線通信場(chǎng)景下，本文中的共享波形相對(duì)于文獻(xiàn)[10]中的共享波形具有絕對(duì)的優(yōu)勢(shì)。

圖14 多天線通信下誤碼率隨信噪比變化曲線仿真結(jié)果比較圖

表3 多天線通信誤碼率數(shù)據(jù)對(duì)比

由圖14和表3可知，當(dāng)信噪比大于-42 dB時(shí)，多天線通信單用戶場(chǎng)景下的誤碼率低于單天線通信單用戶場(chǎng)景下的誤碼率。信噪比大于-42 dB時(shí)，RMM-OFDM-NLFM波形在多天線通信單用戶場(chǎng)景下的誤碼率低于RMM-OFDM-LFM波形，且信噪比越高二者之間的差距越大。RMM-OFDM-NLFM波形和RMM-OFDM-LFM波形在多天線通信多用戶場(chǎng)景下和單天線通信單用戶場(chǎng)景下的誤碼率相當(dāng)。多用戶通信時(shí)存在用戶間信息干擾，從而通信誤碼率較高。

RMM-OFDM波形應(yīng)用在上述三種通信場(chǎng)景下，均能在低 SNR 下實(shí)現(xiàn)較低的誤碼率。

4 結(jié)束語(yǔ)

本文簡(jiǎn)要闡述了利用RMM-OFDM波形之間的正交性，在實(shí)現(xiàn)雷達(dá)SAR成像的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了共享數(shù)據(jù)通信；并有效解決了通信數(shù)據(jù)隨機(jī)性對(duì)OFDM雷達(dá)成像能力的影響，在幾乎不影響雷達(dá)成像能力的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)了通信的功能。該波形的通信性能優(yōu)異，其較低的峰均功率比降低了通信系統(tǒng)復(fù)雜性，正交波形庫(kù)的豐富性保證了數(shù)據(jù)通信質(zhì)量和通信效率。同時(shí)，所提方法在接收端以較小的處理復(fù)雜度實(shí)現(xiàn)了雷達(dá)通信無(wú)干擾波形共享。