基于PWM自追蹤的零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)*

徐俊武,張姨平，熊博文

(1.武漢工程大學(xué)計(jì)算機(jī)科學(xué)與工程學(xué)院，武漢 430205; 2.江西工程學(xué)院數(shù)字貿(mào)易學(xué)院，江西 新余 338000)

0 引言

因傳統(tǒng)的降壓轉(zhuǎn)換器電路具有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，控制策略簡(jiǎn)單等優(yōu)勢(shì)得到廣泛的應(yīng)用。但是電路存在著通斷損耗大，電流、電壓應(yīng)力大，電壓浪涌和電流振蕩會(huì)產(chǎn)生很大的電磁干擾(Electromagnetic Interference,EMI) 等諸多問題[1-3]。上面所述因素嚴(yán)重影響著轉(zhuǎn)換器往高頻化發(fā)展，也限制了開關(guān)電源在高電壓和大功率場(chǎng)合的應(yīng)用。

為了解決這些問題，近幾年國(guó)內(nèi)外專家提出了許多BUCK軟開關(guān)電路的相關(guān)技術(shù)設(shè)計(jì)，常見的軟開關(guān)電路有準(zhǔn)諧振電路[4]、零開關(guān)PWM電路[5]、零轉(zhuǎn)換PWM電路[6]。姜久紅等[7]提出了一種零電流轉(zhuǎn)換的Buck變換器，在較寬的輸入和輸出變化范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)主開關(guān)和輔助開關(guān)的零電流和零電壓開關(guān)，該變換器通過輔助電路與主電路的協(xié)同工作,是一種非常有前景的非隔離型變換器。陳廣鑫[8]提出了單端反激準(zhǔn)諧振式開關(guān)電源的工作原理及實(shí)現(xiàn)方法，采用NCP1337芯片制成了準(zhǔn)諧振(QR)開關(guān)電源。但是在準(zhǔn)諧振電路中，諧振電路的電壓峰值比較高，對(duì)器件的耐壓等級(jí)要求高，開關(guān)電路達(dá)到零電壓開關(guān)時(shí)，開關(guān)器件中高電壓和高電流會(huì)跟隨著負(fù)載的變化而轉(zhuǎn)移無法實(shí)時(shí)監(jiān)控，電路中存在大量的無功功率使得電路的通態(tài)損耗嚴(yán)重[9-11]。

本文的主要貢獻(xiàn)如下：

(1)針對(duì)傳統(tǒng)降壓轉(zhuǎn)換器，提出了PWM自動(dòng)追蹤算法，充分利用了PWM的特點(diǎn)，基于該算法，可以在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)空轉(zhuǎn)換，同時(shí)提高轉(zhuǎn)換器的換流效率。

(2)設(shè)計(jì)的零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中諧振電路與主開關(guān)并聯(lián)，諧振過程不受輸入電壓和負(fù)載電流的影響，減少開關(guān)元件的數(shù)量，優(yōu)化負(fù)載電壓電流峰值，在寬負(fù)載電流的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零轉(zhuǎn)換。

1 零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制原理

1.1 轉(zhuǎn)換器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文設(shè)計(jì)的基于PWM自動(dòng)追蹤模式的零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖如圖1所示。

圖1 零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

整個(gè)轉(zhuǎn)換器由一個(gè)主開關(guān)T1和一個(gè)輔助開關(guān)T2組成，在主開關(guān)器件T1通路上串聯(lián)濾波輸出電感L，考慮到電感的阻性損耗，電感在主電路上，電感值設(shè)計(jì)的很小。開關(guān)器件T1和T2兩端分別反向并聯(lián)二極管D1和D2。諧振電路由諧振電容器C1和諧振電感L1串聯(lián)構(gòu)成，并聯(lián)在T2兩端。輔助開關(guān)關(guān)斷后，主開關(guān)采用電容放電換流的方式來實(shí)現(xiàn)主開關(guān)的零電壓關(guān)斷，采用簡(jiǎn)單的電感、電容和二極管串聯(lián)構(gòu)成的半周諧振電路來替代單個(gè)電容。主開關(guān)與輔開關(guān)的理想化信號(hào)控制波形如圖2所示。

圖2 主開關(guān)與輔開關(guān)的理想化信號(hào)控制波形圖

1.2 零轉(zhuǎn)換PWM自追蹤控制算法

本文設(shè)計(jì)的基于PWM自動(dòng)追蹤模式的零電流BUCK轉(zhuǎn)換器控制器，整個(gè)控制器由低功率電流轉(zhuǎn)換器控制電路中的高性能模擬比較器和以數(shù)字模式工作的自跟蹤零轉(zhuǎn)換檢測(cè)器組成。設(shè)定主開關(guān)T1和輔助開關(guān)T2的電信號(hào)狀態(tài)為(x,x)。轉(zhuǎn)換器工作時(shí)計(jì)數(shù)器輸入起始電信號(hào)為(0,0)，啟動(dòng)零轉(zhuǎn)換檢測(cè)器，觸發(fā)器檢測(cè)兩個(gè)開關(guān)的電壓電流值，輸入信號(hào)發(fā)送到上下計(jì)數(shù)器，通過上升/下降/保持三個(gè)信號(hào)調(diào)整脈沖寬度，自跟蹤控制算法可以在寬脈沖寬度范圍內(nèi)重復(fù)操作。零轉(zhuǎn)換PWM自追蹤控制算法流程圖如圖3所示。

圖3 零轉(zhuǎn)換PWM自追蹤控制算法框圖

轉(zhuǎn)換器控制電路很大程度上降低了電流變換過程中零轉(zhuǎn)換電路檢測(cè)消耗的能量，并消除由于硬件測(cè)試過程中偏差引起的零轉(zhuǎn)換檢測(cè)時(shí)序誤差。

2 零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器控制過程分析

基于以上理論的分析，下面對(duì)零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器電路的5個(gè)控制過程做詳細(xì)的分析。t0～t5的5個(gè)控制等效電路圖如圖4所示。

(a) 控制過程1(t0-t1) (b) 控制過程2(t1-t2)

(c) 控制過程3(t2-t3) (d) 控制過程4(t3-t4)

(e) 控制過程5(t4-t5)

控制過程1(t0-t1)：在主開關(guān)T1開通前，先開通輔助開關(guān)T2，諧振電感L1和諧振電容C3產(chǎn)生諧振，使得主開關(guān)的反并聯(lián)二極管D1導(dǎo)通，此時(shí)諧振電路的電流已經(jīng)達(dá)到了最大值，設(shè)定為IAM。諧振電流主要由主開關(guān)等效并聯(lián)電容C1的放電電流IC1，輔助開關(guān)等效并聯(lián)電容C2上的充電電流IC2和負(fù)載RLC電路上的電流IR，由電路的節(jié)點(diǎn)電流定律可得：

IAM=IC1+IC2+IR

(1)

理論分析過程中，假設(shè)在理想化的狀態(tài)下，忽略容阻值可以認(rèn)為在t0-t1的時(shí)間段內(nèi)諧振電流一直穩(wěn)定在最大值IAM不變。設(shè)置主輔兩開關(guān)等效并聯(lián)的電容是相等的，t1時(shí)刻主輔開關(guān)等效電容放電結(jié)束，則等效電容C1和等效電容C2的充放電電流是：

(2)

控制過程2(t1-t2)：t1時(shí)刻，C1兩端的電壓基本為零看作斷路，C2兩端的電壓等于電源電壓E，此時(shí)主開關(guān)T1的反并聯(lián)二極管D1開始導(dǎo)通，根據(jù)開關(guān)二極管的特性，此時(shí)主開關(guān)T1兩端的電壓是反并聯(lián)二極管的電壓壓降，達(dá)到了零電壓開通的條件。t1時(shí)刻對(duì)主開關(guān)輸入觸發(fā)開通信號(hào)，但是在t1時(shí)刻諧振電流比LCR電路電流大，需要主開關(guān)反并聯(lián)續(xù)流二極管D1繼續(xù)向電源回饋電能，濾波電感L足夠大，則主電路上負(fù)載電流很小，此時(shí)主開關(guān)立即零電流開通，諧振電流釋放能量逐步減小，諧振電路電容兩端的電壓隨著能量的釋放也逐步減小，流過主開關(guān)T1的電流IT1電流滿足如下關(guān)系式：

IT1=IA+IR

(3)

此時(shí)諧振電流IA開始對(duì)諧振電容反向充電，電流逐步增大，諧振電容C3兩端的電壓逐步增加，當(dāng)UC3=E的時(shí)候，此時(shí)諧振電路諧振過程可以由等效電路的回路電壓定律得到如下關(guān)系式：

(4)

(5)

合并上述兩個(gè)關(guān)系式可得：

(6)

主開關(guān)T1開通的周期時(shí)間為Δt=t5-t1，開通周期的長(zhǎng)度設(shè)置是非常關(guān)鍵的，實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)換器電路條件，電源E需要在關(guān)斷時(shí)刻t4為諧振電路提供充足的能量?jī)?chǔ)存，這就限制了開通周期的最小值，它決定了主開關(guān)T1的開通最小占空比，轉(zhuǎn)換設(shè)置在一定程度上也可以減少輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍。

控制過程3(t2-t3)：t2時(shí)刻主開關(guān)電路兩端等效成電容C1，電源開始對(duì)主開關(guān)等效電容C1充電，與此同時(shí)諧振電路電容C3也開始放電，理想狀態(tài)下兩個(gè)電容的充放電速率是相等的。t3時(shí)刻兩個(gè)電容的充放電結(jié)束，主開關(guān)并聯(lián)等效電容兩端的電壓達(dá)到最大值E，同時(shí)諧振電路電容電壓放電完成，諧振電路反向電流達(dá)到最大值-IAM，輔開關(guān)等效并聯(lián)電路和諧振電路組成的回路電路，由回路電壓定律可得：

(7)

由節(jié)點(diǎn)電流定律得主電路電流I、負(fù)載電流IR和電容C1電流IC1的關(guān)系式：

I=IR+IC1

(8)

控制過程4(t3-t4)：t3時(shí)刻輔助開關(guān)D2零電流過程開通，由上述條件可知此時(shí)諧振電路反向電流逐漸減少但是在t4時(shí)刻諧振電路電流不為零,設(shè)t4時(shí)刻諧振電流IA=0,此時(shí)諧振電路電容電壓達(dá)到了最大值UC3M。理論計(jì)算中，假設(shè)輔助開關(guān)兩端的等效并聯(lián)電容的放電壓降對(duì)諧振電路沒有影響，由電路的回路電壓定律可得如下電路方程：

(9)

(10)

由t4時(shí)刻的初始條件UC3=UC3M，IA=0，諧振電容C3開始通過輔開關(guān)和諧振電感放電，主電路電感和負(fù)載繼續(xù)通過輔助開關(guān)續(xù)流二極管續(xù)流，諧振電路電流則正向增大，LRC電路輸出電感C也繼續(xù)釋放電能。此時(shí)的回路電壓方程為:

(11)

控制過程5(t4-t5)：此時(shí)LRC電路上的電容C上儲(chǔ)存的電能開始放電，理論上負(fù)載電路電流可以近似成恒定值。諧振電路電流逐漸減少，諧振電容兩端的電壓繼續(xù)增大,輔助開關(guān)達(dá)到了零電壓關(guān)斷的條件。t4時(shí)刻零電壓關(guān)斷輔助開關(guān)T2:由于電感的續(xù)流作用，輔助開關(guān)關(guān)斷需要一點(diǎn)恢復(fù)時(shí)間，在t4時(shí)刻主電路上的負(fù)載電路通過反并聯(lián)二極管D2續(xù)流，同理諧振電流也通過D2，當(dāng)諧振電流IA=IAM時(shí)，諧振電容電壓達(dá)到了最大值，主開關(guān)在t5時(shí)刻達(dá)到了零電壓關(guān)斷的條件，此時(shí)諧振電感和諧振電容儲(chǔ)存到最大的電能，這就限定了儲(chǔ)能時(shí)間的最小值，同樣決定了輔助開關(guān)的最小占空比。到t5時(shí)刻完成了整個(gè)周期過程。

3 零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器實(shí)驗(yàn)過程分析

本文搭建仿真和小功率樣機(jī)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，通過實(shí)驗(yàn)過程做具體分析，驗(yàn)證上述控制理論策略的可行性和穩(wěn)定性。

3.1 MATLAB仿真實(shí)驗(yàn)過程分析

本文前期通過MATLAB平臺(tái)中的SIMULINK庫對(duì)所研究的降壓轉(zhuǎn)換器電路進(jìn)行仿真測(cè)試，搭建了輸出功率100 W，開關(guān)頻率33 kHz的小功率降壓轉(zhuǎn)換器仿真電路，電路主要包括電源模塊、PWM信號(hào)發(fā)生模塊、IGBT開關(guān)器件模塊和LC諧振電路模塊。將零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器各元器件的參數(shù)輸入，建立了降壓仿真模型如圖5所示。

圖5 零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器仿真模型圖

詳細(xì)的仿真參數(shù)如表1所示。

表1 零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器MATLAB仿真元器件參數(shù)

設(shè)置仿真數(shù)據(jù)得到如圖6所示的波形。

圖6 零轉(zhuǎn)換轉(zhuǎn)換器的仿真結(jié)果

由于諧振電感L1的存在，并且諧振電路電流IA已受到限制，輔助開關(guān)T2導(dǎo)通為零電流導(dǎo)通。當(dāng)IA為負(fù)且由輔助開關(guān)T2的并聯(lián)二極管D2導(dǎo)通時(shí)，當(dāng)IA達(dá)到負(fù)峰值(峰值等于負(fù)載電流值)時(shí)，我們可以零電流導(dǎo)通T1，此時(shí)，導(dǎo)通后主開關(guān)T1的電流上升速率受到諧振的限制。 T1可以在零電流條件下導(dǎo)通，IA迅速降低至零。當(dāng)IA反轉(zhuǎn)方向并增加負(fù)值時(shí)，主開關(guān)的電流減小為零。當(dāng)IA為過大負(fù)載電流時(shí)，T1可以在零電壓條件下關(guān)斷。然后IA返回零，二極管D2自然關(guān)斷，輔助電路停止諧振，并在功能上與主電路零電壓關(guān)斷?？梢钥闯?，在仿真中可以實(shí)現(xiàn)T1和T2的零電壓關(guān)斷，驗(yàn)證了轉(zhuǎn)換器理論的可行性。

3.2 實(shí)驗(yàn)室小功率樣機(jī)實(shí)驗(yàn)過程分析

本文后期搭建了100 W、10 kHz的基于PWM自追蹤控制的零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器小功率樣機(jī)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖7所示。

圖7 參數(shù)為100 W和10 kHz的小功率樣機(jī)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

實(shí)驗(yàn)平臺(tái)采用青銅劍公司的IGBT作為主開關(guān)T1和輔助開關(guān)T2，便于開關(guān)的即時(shí)開關(guān)與關(guān)斷，減少開關(guān)元件的數(shù)量，采用以FPGA為核心的PWM自追蹤控制器。具體的控制策略時(shí)間如表2所示。

表2 零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器控制策略時(shí)間表

輔助開關(guān)的控制信號(hào)在主開關(guān)的接通信號(hào)之前施加，在大約300 ns之后切斷開通信號(hào)。在主開關(guān)的斷開信號(hào)之前，施加輔助開關(guān)的關(guān)閉控制信號(hào)，輔助開關(guān)的信號(hào)具有一定的恒定寬度?？梢钥闯觯鞫O管上沒有任何額外的電壓和電流應(yīng)力。

輸出濾波電路電壓如圖8所示，電流和諧振電路波形如圖9所示，在降壓轉(zhuǎn)換器工作過程中，主開關(guān)的電壓和電流波形之間沒有重疊。在主開關(guān)的接通和斷開過程中，其主體二極管導(dǎo)通。因此，輔助開關(guān)分別在接近零電流開通，并完美地實(shí)現(xiàn)主開關(guān)的零電壓關(guān)閉。

圖8 輸出濾波電路電壓電流波形

圖9 LC諧振電路輸出電壓電流波形

開關(guān)和輔助開關(guān)輸出電壓波形如圖10所示，可以看出，在一個(gè)開關(guān)周期結(jié)束時(shí)，T1和T2兩端的電壓返回到初始值。主開關(guān)兩端沒有任何額外的電壓電流應(yīng)力，并且電流應(yīng)力是可以接受的。由于電流應(yīng)力，主晶體管的導(dǎo)通損耗略有增加，諧振電路的損耗，在諧振時(shí)間間隔內(nèi)通過輔助開關(guān)的峰值電流低于零電壓關(guān)斷時(shí)刻。從波形中可以看出，輔助開關(guān)兩端沒有額外的電壓應(yīng)力。從實(shí)驗(yàn)結(jié)果還可以看出，設(shè)計(jì)的零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器可以在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零轉(zhuǎn)換，同時(shí)提高轉(zhuǎn)換器的換流效率。

圖10 主開關(guān)和輔助開關(guān)輸出電壓波形

4 結(jié)論

本文提出了一種基于PWM自動(dòng)追蹤模式，設(shè)計(jì)的零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中諧振電路與主開關(guān)并聯(lián)，諧振過程不受輸入電壓和負(fù)載電流的影響，減少開關(guān)元件的數(shù)量，優(yōu)化負(fù)載電壓電流峰值，在寬負(fù)載電流的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零轉(zhuǎn)換?？刂破魍ㄟ^改善檢測(cè)器觸發(fā)器可以降低開關(guān)功耗、減少電壓應(yīng)力，同時(shí)提高轉(zhuǎn)換器的換流效率。

通過MATLAB仿真實(shí)驗(yàn)和小功率樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的零轉(zhuǎn)換降壓轉(zhuǎn)換器可行性和穩(wěn)定型。但由于降壓轉(zhuǎn)換器模型更加復(fù)雜化，一定程度上增加了負(fù)載值，研究如何在正常負(fù)載范圍能更有效地減少電流電壓應(yīng)力、降低損耗和提高電能轉(zhuǎn)換效率，是下一步工作的目標(biāo)。