一種寬輸入電壓交錯(cuò)并聯(lián)Boost軟開關(guān)電路

成庶，郭帥邯，趙俊棟，于天劍，向超群，伍珣，姚建勇

(1. 中南大學(xué)交通運(yùn)輸工程學(xué)院，湖南長(zhǎng)沙 410075；2. 中車四方車輛有限公司，山東青島 266000)

隨著我國(guó)經(jīng)濟(jì)的快速持續(xù)發(fā)展，人們對(duì)交通運(yùn)輸速度的要求也日益提高，鐵路行業(yè)作為一種承載量大、速度快、運(yùn)營(yíng)費(fèi)用低的交通工具，其價(jià)值隨著經(jīng)濟(jì)的發(fā)展越來越突出。為了保證通風(fēng)安全性，車輛內(nèi)往往會(huì)配置一套應(yīng)急通風(fēng)系統(tǒng)[1]。其中應(yīng)急通風(fēng)電源一般需要經(jīng)過DC/DC 升壓，將車載110 V 蓄電池電源升壓至600 V 左右，達(dá)到后級(jí)逆變器的輸入要求。該部分DC/DC 升壓電路具有輸出電壓、負(fù)載恒定，且輸入電壓隨使用時(shí)間逐漸降低，輸入電壓范圍較大的特點(diǎn)。Boost 電路因其輸入電流連續(xù)，拓?fù)浜?jiǎn)單、成本較低、效率高等特點(diǎn)，是一個(gè)十分合適的選擇[2-3]。傳統(tǒng)的Boost 電路可以通過調(diào)節(jié)占空比在較寬輸入電壓范圍內(nèi)恒壓恒功率輸出,但電路開關(guān)為硬開關(guān)，隨著輸入電壓的減小，開關(guān)占空比增大，電流輸出紋波較大，輸入電流增大，電路開關(guān)損耗增大，效率較低[4-7]。為解決開關(guān)損耗問題，國(guó)內(nèi)外有很多學(xué)者對(duì)DC-DC 軟開關(guān)進(jìn)行了大量研究。其中諧振型軟開關(guān)較多：張建豐等[8]提出一種基于輔助網(wǎng)絡(luò)的軟開關(guān)二次型Boost 高增益變換器。通過引入串聯(lián)輔助網(wǎng)絡(luò)單元,實(shí)現(xiàn)了全部開關(guān)管的零電壓開通和輸出二極管的零電流關(guān)斷,降低了開關(guān)器件的開關(guān)損耗，但輸入電壓范圍有限。SAYED 等[9]在基本Boost 電路基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，引入諧振電容與耦合電感，通過升壓電感與諧振電容諧振，實(shí)現(xiàn)零電流開通和零電壓關(guān)斷，同時(shí)引入的耦合電感起到電壓放大作用，可以在較寬輸入電壓實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，但電路需要工作在電流斷續(xù)模式下，效率較低。LEE等[10]提出一種耦合的交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路，能夠在較寬輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零電流開通，但是電路仍為硬關(guān)斷，效率提升不明顯。BAHRAMI等[11]提出了一種諧振鉗位輔助電路，在交錯(cuò)并聯(lián)Boost 電路的基礎(chǔ)上引入諧振元件，主輔助電路均實(shí)現(xiàn)了零電流開關(guān)，但電路引入輔助元件過多，控制復(fù)雜，實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的條件比較苛刻。YAN等[12]提出一種磁隔離的雙電感升壓電路，具有均分輸入電流的功能還能降低輸入電流紋波、降低電感的磁滯損耗。然而，鉗位吸收回路的缺失使得存儲(chǔ)于變壓器漏感中的能量難以回收利用，并且會(huì)導(dǎo)致主功率開關(guān)上出現(xiàn)較大的電壓尖峰，反而降低轉(zhuǎn)換效率。除諧振型軟開關(guān)外，大部分非諧振型軟開關(guān)[13-14]主電路實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)，但輔助開關(guān)管仍為硬關(guān)斷。韋莉等[15]研究的非諧振并聯(lián)交錯(cuò)Boost 電路，采用輔助開關(guān)實(shí)現(xiàn)了主開關(guān)的零電壓導(dǎo)通，但電路拓?fù)湎鄬?duì)復(fù)雜，控制較為復(fù)雜。BRAGA 等[16]中主開關(guān)實(shí)現(xiàn)零電流開通，零電流關(guān)斷，輔助開關(guān)實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān),但是其輸入電壓范圍較小，且控制較為復(fù)雜。本文設(shè)計(jì)了一種新型寬輸入軟開關(guān)電路拓?fù)洌越诲e(cuò)并聯(lián)Boost 電路為基礎(chǔ)，引入由2 個(gè)輔助MOSFET，1 個(gè)輔助電感和2 個(gè)輔助電容組成的輔助電路。通過合理的控制MOSFET 的通斷，實(shí)現(xiàn)主電路MOSFET 的零電壓開通、近似零電壓關(guān)斷，輔助電路MOSFET 的零電流開關(guān)，輔助電路的引入并未帶來額外的功率損耗，能夠有效地提高輸出效率。各個(gè)MOSFET脈沖驅(qū)動(dòng)的占空比都為50%，通過調(diào)節(jié)主電路MOSFET 脈沖與輔助電路MOSFET 的脈沖間的相位差進(jìn)行調(diào)節(jié)電壓增益，控制方式簡(jiǎn)單，適用于輸入電壓范圍較大的場(chǎng)景。

1 主電路的工作原理分析

1.1 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

該電路拓?fù)淙鐖D所示，以上下2 個(gè)Boost 電路并聯(lián)為基礎(chǔ)，加入軟開關(guān)輔助電路，由電感L1，L2，MOSFET VT1，VT2，二極管D1，D2、輔助電感Lr，諧振電容C1，C2，輔助MOSFET VT3，VT4以及輸出濾波電容C 組成。其中定義L1，VT1，C1與D1為上Boost電路，L2，VT2，C2與D2為下Boost電路。

1.2 主電路的工作原理分析

該電路的工作過程總共分為12 步。為簡(jiǎn)化分析過程，作出如下假設(shè)：1)Vin為理想電壓源；2) 輸出電容C0足夠大以保證輸出電壓V0保持穩(wěn)定；3)主電感L1，L2參數(shù)相同，且電感量足夠大，以保證其電流大小I在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)保持穩(wěn)定；4) MOSFET 并聯(lián)電容C1，C2大小相等，都為C；5)各元件皆為理想元件。

由于電路具有對(duì)稱性，所以本文僅分析了前半個(gè)周期7個(gè)階段的工作模式，每一種工作模式對(duì)應(yīng)的等效電路如圖2 所示，系統(tǒng)工作波形如圖3 所示，從上到下分別代表4 個(gè)MOSFET 的驅(qū)動(dòng)脈沖、2 個(gè)主電路MOSFET 和其并聯(lián)電容兩端的電壓值、流經(jīng)兩主電路二極管的電流值、流經(jīng)輔助電感的電流值大小以及流經(jīng)2個(gè)主電路MOSFET與電容的電流值。以t0時(shí)刻為起始進(jìn)行分析，此時(shí)的VT1，VT3處于關(guān)斷狀態(tài)，Lr中的電流為0。

圖2 各開關(guān)模態(tài)的等效電路Fig.2 Equivalent circuits for operating mode

圖3 工作波形Fig.3 Operation waveforms

模式1：[t0-t1)時(shí)間，此段時(shí)間內(nèi)VT1斷開，電感L1電流通過D1為負(fù)載和電容C 提供能量；VT2處于開通狀態(tài)，電感L2兩端電壓為Vin，電流流過VT2進(jìn)行充電。上Boost 電路電感處于向輸出電容供電狀態(tài)，下Boost 電路電感處于充電狀態(tài)。在此期間各個(gè)主要器件狀態(tài)變化如下：

模式2：[t1-t2)時(shí)間，t1時(shí)刻，在ILr為0 的條件下VT3，VT4分別零電流開通與關(guān)斷，該模式下Lr兩端電壓為Vout，電流流經(jīng)VT4的寄生二極管、Lr、VT3與VT2，由0逐漸增大，直到ILr增至與IL1相等。這一階段內(nèi)上Boost 電路電感依舊處于向輸出電容供電狀態(tài)，下Boost 電路電感依舊處于充電狀態(tài)。這一步驟主要為了完成上Boost 電路流過二極管的電流通過輔助電感Lr轉(zhuǎn)移，為二極管的電流降為0，實(shí)現(xiàn)自然關(guān)斷做準(zhǔn)備。在此期間各個(gè)主要參數(shù)變化如下：

模式3：[t2-t3)時(shí)間，t2時(shí)刻，ILr增至與IL1相等，D1零電流自然關(guān)斷。L1通過Lr，VT2與輸入電源形成回路進(jìn)行充電；同時(shí)VT1的并聯(lián)電容C1與Lr進(jìn)行諧振，直到電容C1電壓為0。上下Boost 電路電感均處于充電狀態(tài)，這一模式為接下來上Boost電路主開關(guān)VT1的零電壓開通提供了條件。在此期間各個(gè)器件狀態(tài)變化如下：

模式4：[t3-t4)時(shí)間，t3時(shí)刻，Lr與C1諧振至C1電壓為零，VT1的寄生二極管導(dǎo)通，此時(shí)VT1漏源極電壓為零。VT1寄生二極管開通，L1通過VT1進(jìn)行充電。上下Boost 電路都處于為電感充電狀態(tài)。在此期間各個(gè)主要器件狀態(tài)變化如下：

模式5：[t4-t5)時(shí)間，t4時(shí)刻，VT1零電壓開通，由于并聯(lián)電容C2的存在，降低了關(guān)斷時(shí)的dv/dt，從而減小電壓和電流的交疊，減小VT2的功率損耗，近似實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷，在此期間C2電壓由0逐漸增加至Vout。各個(gè)主要器件狀態(tài)變化如下：

模式6：[t5-t6)時(shí)間，t5時(shí)刻，C2電壓增加至Vout，二極管D2導(dǎo)通。L1與Lr內(nèi)的電流流過D2為負(fù)載和輸出電容C提供能量；電感Lr兩端存在與電流方向相反的電壓Vout，電流開始逐漸減小。在此期間各個(gè)主要參數(shù)變化如下：

模式7：[t6-t7)時(shí)間，t6時(shí)刻，電感Lr內(nèi)的電流已減小至0，VT4的寄生二極管零電流自然關(guān)斷，隨后VT3也可零電流關(guān)斷。在此期間各個(gè)主要參數(shù)變化如下：

至此，電路完成了半個(gè)工作周期，實(shí)現(xiàn)了L1放電、L2充電向L1充電、L2放電的轉(zhuǎn)換，接下來的半個(gè)工作周期與以上分析類似，在此不再贅述。

1.3 輸入輸出關(guān)系

規(guī)定輔助開關(guān)脈沖滯后主開關(guān)脈沖時(shí)長(zhǎng)為tΔ，根據(jù)1.2 節(jié)電路工作原理和伏秒平衡原理可得，輸出電壓與輸入電壓關(guān)系如下：

從式(9)中可以看出，tΔ與Vin呈正相關(guān)。所以輸入電壓Vin變化時(shí)，可以通過調(diào)節(jié)tΔ即輔助開關(guān)與主開關(guān)驅(qū)動(dòng)脈沖之間的相位差，使輸出不變。

1.4 軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件

若使得軟開關(guān)能夠順利進(jìn)行，必須確保在主開關(guān)關(guān)斷的半個(gè)周期完成輔助電感內(nèi)電流的一次充放，以保證在輔助MOSFET 關(guān)斷時(shí)輔助電感中的電流降到0，所以周期內(nèi)主開關(guān)關(guān)斷時(shí)間T必須滿足以下條件：

假設(shè)輸出功率為P，根據(jù)對(duì)勾函數(shù)的漸近線，我們可以得到：

從式(11)中可以看出，在開關(guān)頻率、輸出功率與輸出電壓一定時(shí)，只需設(shè)計(jì)L、C 使得所需最低輸入電壓Vmin滿足軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)后，大于Vmin的輸入電壓皆可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，該電路可在寬輸入電壓范圍內(nèi)使用。當(dāng)輸入電壓小于設(shè)定最小預(yù)設(shè)電壓Vmin，不可滿足軟開關(guān)條件時(shí)，可通過降低開關(guān)頻率增大周期T的大小以滿足式(10)和式(11)的軟開關(guān)條件，同時(shí)也要根據(jù)式(9)調(diào)節(jié)輔助開關(guān)管與主開關(guān)管之間相位差以保證頻率改變前后輸出不變。

1.5 控制方式

從1.2 和1.3 節(jié)分析中可以看出，輸出增益主要受輔助開關(guān)與主開關(guān)驅(qū)動(dòng)脈沖之間的相位差控制。所以該電路拓?fù)涞目刂泼}沖方式如下：主電路開關(guān)與輔助電路開關(guān)都采用50%占空比脈沖，其中主電路2 個(gè)開關(guān)脈沖互補(bǔ)，輔助電路2 個(gè)開關(guān)脈沖互補(bǔ)。通過對(duì)輸出電壓采樣值與輸出電壓設(shè)定值進(jìn)行實(shí)時(shí)對(duì)比，將對(duì)比結(jié)果反饋回控制端，根據(jù)比較結(jié)果大小對(duì)脈沖相位差進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)，使輸出電壓穩(wěn)定在設(shè)定值。當(dāng)輸入電壓小于設(shè)定最小預(yù)設(shè)輸入電壓Vmin，可以適當(dāng)減小開關(guān)頻率以滿足1.4 節(jié)軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件，增加輸入電壓適應(yīng)范圍。

2 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

2.1 仿真分析

為了驗(yàn)證理論分析，對(duì)新型交錯(cuò)并聯(lián)Boost 軟開關(guān)電路分別進(jìn)行Simulink仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，仿真具體參數(shù)如下：主電感500 uH，輸出濾波電容340 uF，輔助電容大小2.2 nF，輔助電感大小26 uH，負(fù)載為360 Ω 電阻，分別在開關(guān)頻率為25 kHz 和50 kHz 下，通過調(diào)節(jié)輔助開關(guān)與主開關(guān)之間相位差，使輸入電壓在較寬范圍內(nèi)(50～90 V 和80～140 V)，滿足恒壓恒功率(輸出電壓600 V，輸出功率500 W)輸出，輸入電壓與相位差之間的關(guān)系如圖4。

圖4 輸入電壓對(duì)應(yīng)相位差關(guān)系Fig.4 Relationship between input voltage and phase difference

為驗(yàn)證實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，以輸入電壓110 V 為例，調(diào)節(jié)主開關(guān)管與輔助開關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖相位差為59.4°時(shí)，最終輸出電壓600 V，輸出功率1 kW。仿真波形如下：

圖5為主電路MOSFET的電壓電流波形，可以看到在其開通前，電壓早已降為0，最終實(shí)現(xiàn)零電壓開通。圖6 為圖5 關(guān)斷細(xì)節(jié)的放大，可以看出在主開關(guān)關(guān)斷時(shí)，并聯(lián)電容有效降低了關(guān)斷時(shí)的dv/dt，從而減小電壓和電流的交疊，減小主開關(guān)的功率損耗，近似實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。

圖5 主電路MOSFET波形Fig.5 Main circuit MOSFET waveform

圖6 主電路MOSFET關(guān)斷細(xì)節(jié)Fig.6 Main circuit MOSFET turn off details

圖7 為二極管的電壓電流波形圖，可以看出，受輔助電感的對(duì)電流的抑制，流經(jīng)二極管電流以較小的di/dt下降，最終二極管在電流降為零時(shí)自然關(guān)斷，有效抑制了其反向恢復(fù)電流的問題。

圖7 二極管電壓電流波形Fig.7 Diode voltage and current waveform

圖8可以看出，在輔助開關(guān)開通后，輔助電感抑制了電流的突變，使電流緩慢上升，最終實(shí)現(xiàn)零電流開通，當(dāng)主電路MOSFET 關(guān)斷時(shí)，電流與電壓均為0，實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷。

圖8 輔助電路MOSFET波形Fig.8 Auxiliary circuit MOSFET waveform

本節(jié)通過仿真驗(yàn)證了電路可在在較寬輸入電壓范圍(50～140 V)內(nèi)工作，以110 V 輸入時(shí)的波形為例，分析了主開關(guān)的零電壓開關(guān)和輔助開關(guān)的零電流開關(guān)。

2.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

對(duì)照仿真，試制了一臺(tái)原理樣機(jī)，主要元件參數(shù)為：主電感500 uH，輸出濾波電容340 uF(2個(gè)400 V，680 uF 電容串聯(lián))，主電路與輔助電路4個(gè)MOSFET 均選用IXTH34N65X2(650 V，34 A)，二極管選用快恢復(fù)二極管DSEI60-12A(1.2 kV，52 A)，輔助電容大小2.2 nF，輔助電感大小26 uH，負(fù)載為360 Ω 電阻，分別在開關(guān)頻率為25 kHz 和50 kHz 下，通過調(diào)節(jié)輔助開關(guān)與主開關(guān)之間相位差，使輸入電壓在較寬范圍內(nèi)(50～90 V 和80～140 V)，滿足恒壓恒功率(輸出電壓600 V，輸出功率500 W)輸出，輸入電壓與相位差之間的關(guān)系如圖9，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真結(jié)果基本一致。

圖9 輸入電壓對(duì)應(yīng)相位差關(guān)系Fig.9 Relationship between input voltage and phase difference

為驗(yàn)證實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，對(duì)照仿真，以輸入電壓110 V 為例，通過調(diào)節(jié)主開關(guān)管與輔助開關(guān)管驅(qū)動(dòng)相位差為60.2°時(shí)，最終輸出電壓600 V，輸出功率1 kW。因?yàn)楣ぷ髦械妮o助電感量略小于標(biāo)稱值，由式9 推出相位差變大，所以實(shí)驗(yàn)相位差(60.2°)略大于仿真相位差(59.4°)。實(shí)驗(yàn)波形如圖：

圖10(a)為主電路MOSFET 的電壓電流波形，可以看到在其開通前，電壓已降為0，最終實(shí)現(xiàn)零電壓開通。圖10(b)為主開關(guān)關(guān)斷細(xì)節(jié)，可以看出在主開關(guān)關(guān)斷時(shí)，并聯(lián)電容有效降低了關(guān)斷時(shí)的dv/dt，從而減小了電壓和電流的交疊，近似實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。

圖10 主電路MOSFET實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms of main circuit MOSFET

圖11 可以看出，在輔助開關(guān)開通后，受輔助電感抑制電流緩慢上升，實(shí)現(xiàn)了零電流開通，當(dāng)主開關(guān)關(guān)斷時(shí)，電流與電壓均為0，發(fā)生時(shí)刻在圖中表明。

圖11 輔助電路MOSFET實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveforms of auxiliary circuit MOSFET

圖12與基本Boost電路中的二極管開關(guān)波形進(jìn)行了對(duì)比，發(fā)現(xiàn)基本Boost 電路下二極管的反向恢復(fù)電流明顯，為導(dǎo)通電流的數(shù)倍，在較高輸出條件下易引起元器件的損壞而失效。寬輸入交錯(cuò)并聯(lián)電路二極管反向恢復(fù)問題得到了解決，降低了由此帶來的EMI和能量損耗。

圖12 二極管實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Diode experimental waveform

本節(jié)通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了電路可在在較寬輸入電壓范圍(50～140 V)內(nèi)工作，以110 V 輸入時(shí)的波形為例，分析了主開關(guān)的零電壓開關(guān)和輔助開關(guān)的零電流開關(guān)，通過波形可以看到二極管反向恢復(fù)電流問題有了明顯改觀。

3 結(jié)論

1)本文提出的寬輸入交錯(cuò)并聯(lián)Boost軟開關(guān)拓?fù)渲麟娐稭OSFET 實(shí)現(xiàn)了零電壓開通與近似零電壓關(guān)斷，引入的2個(gè)輔助MOSFET都實(shí)現(xiàn)了零電流開關(guān)，并未引入額外的開關(guān)損耗。有效提高了工作效率。

2) 在開關(guān)頻率一定、輸出恒壓恒功率時(shí)，只需所需最低輸入電壓Vmin滿足軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)后，大于Vmin的輸入電壓皆可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，該拓?fù)溥m用于寬輸入電壓范圍。

3) 消除了二極管反向恢復(fù)電流問題，大大改善了硬開關(guān)下PWM 的EMI問題，同時(shí)由此帶來的能量損耗也能夠大大減少。

4) 通過調(diào)整主電路開關(guān)管與輔助電路開關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖的相位差，即可調(diào)整電壓增益，控制方式簡(jiǎn)單。