永磁同步電機數(shù)字式變頻調速系統(tǒng)設計

楊川，張利國

（重慶機電職業(yè)技術大學，重慶璧山，402760）

0 引言

在過去的幾十年里, PWM已經被廣泛的研究。在文獻中,已經研發(fā)和使用許多不同的PWM技術；其線性調制范圍廣，開關損耗小，開關波形的頻譜總諧波失真（THD）低，易于實現(xiàn)和計算時間更短等已經取得成功。過去，大多數(shù)應用中基于載波的PWM方法已被廣泛使用。最早的載波PWM調制信號是正弦波。然而，對于正弦三相PWM,相間電壓的線性調制范圍不能延長。為了克服這個限制，非正弦載波PWM方法，已經出現(xiàn)了采用零序信號的方法。SPWM是一種非正弦載波PWM方法，采用空間矢量的概念來計算開關的占空比而且它是三相PWM轉換器最重要方法之一。隨著微控制器的發(fā)展，易于數(shù)字實現(xiàn)和輸出相間電壓空間矢量的線性調制范圍是值得注意的特性。微控制器和數(shù)字信號處理器相比于以前的模擬域的使用正在逐漸增長。隨著他們的功能的持續(xù)增長，通過在單一芯片上集成更多外圍設備。他們去取代模擬設計將成為一個可行的選擇。以前使用模擬技術控制的產品是單相逆變器，但是當今由于微控制器和數(shù)字信號處理器的優(yōu)點，它有轉變?yōu)閿?shù)字技術的趨勢。

1 方案設計

本方案設計的永磁同步電機變頻調速系統(tǒng)以盛群公司的HT32F1765單片機為控制核心，實現(xiàn)永磁同步電機的變頻控制。整個控制系統(tǒng)的硬件電路包括電源模塊、控制器模塊、功率控制模塊[1]。具體結構框圖如圖1所示。AC220經過整流電路后變?yōu)?18V的直流電；再經過三相逆變電路逆變?yōu)槿嘟涣麟娊o永磁同步電機進行供電；采用單片機HT32F1765對整流電路的輸出進行實時采樣；三相逆變電路驅動信號由單片機經過隔離驅動模塊后送給逆變橋；當電機運行時實時對電機進行電流采樣，并且采用霍爾對永磁同步電機進行測量速度信息，以便于能夠精確控制；顯示模塊分別對整流輸出電壓、電機運行電流、電機轉速進行顯示；按鍵可以控制電機轉速。

圖1 系統(tǒng)框圖設計

2 三相逆變電路設計

三相功率變換器被廣泛的應用在工業(yè)領域。運用它的主要是基于電力半導體的通斷。而這就造成它會給供電系統(tǒng)和轉換器的輸出引入電流和電壓諧波。本三逆變電路為電壓型三相逆變電路，在直流側，通過三個串聯(lián)的電容來保證電壓是穩(wěn)定不變的，用于抵抗實際的電壓。在轉換器的另一側，有6個電力開關管，它們每一個都并聯(lián)一個二極管，這樣做得目的是因為由于自身存在極間電容，每次電力開關管的導通后，都會為極間電容進行充電，當開關管斷開時，可能會由于極間電容里的電將電力開關管損壞，因此需要為開關管反向并聯(lián)上一個續(xù)流二極管，以此來保護電力開關管。通過控制這6個電力開關管的導通順序就能實現(xiàn)相位相差120°的三相交流電。而且通過調制生成的交流電比直流電峰值限制得更少[2]。在這個電路中，SPWM和SVPWM這兩種調制技術都會被用到。

3 SPWM控制設計

SPWM調制由調制信號和載波信號組成。PWM的運算被分成兩種模式。

(1)線性模式：在線性模式中，調制信號的峰值小于等于載波信號的峰值。當載波信號頻率大于20倍調制信號頻率，SPWM的增益值G=1。

(2)非線性模式：當調制信號峰值大于載波信號峰值，當出現(xiàn)超調時G<1。六步模式標志著非線性模式的結束。增加了開關波形總諧波失真的輸出。

如圖2所示為三相PWM逆變器的電路。通常它采用的是雙極控制方式。A,B,C三相的PWM通常被相同的三角載波信號Vc控制，而且它們的調制波信號Vs1, Vs2, Vs3總是相差120度。A,B,C三相的功率開關器件的控制采用的是同樣的方式。假如這些開關器件都是理想器件，然后以A相為例。如果Vs1>Vc,一個關斷信號被傳送到上橋臂的開關器件S1，而且一個導通信號被送到下橋臂的開關器件S4，輸出電壓即為A相電壓，相對于直流電流理想的中性點O ，VA0等于Vd/2。如果Vs1

圖2 三相逆變電路

圖3 逆變器的參考電壓和載波電壓，開關信號，輸出信號

4 SVPWM控制設計

SVPWM與SPWM的原理和來源有很大不同，但是它們卻是殊途同歸的。SPWM由三角波與正弦波調制而成，而SVPWM卻可以看作由三角波與有一定三次諧波含量的正弦基波調制而成[4]。SVPWM可以分為以下幾個部分：

(1)扇區(qū)判斷：根據(jù)永磁同步電機的原理可以知道它的轉子是永磁體，三相定子對稱分布，在空間上互差120°，且采用的是Y型接法。在定子中產生一個大小恒定的旋轉磁場帶動轉子連續(xù)旋轉。將這個旋轉磁場分為6個扇區(qū)，不同的扇區(qū)對應不同的值。

A、B、C定義如下：

若Uref1>0,則A = 1，否則為0；

若Uref2>0,則B = 1，否則為0；

若Uref3>0,則C = 1，否則為0；

令N=4C+2B + A,則可以得出扇區(qū)N的位置。

(2)各扇區(qū)各矢量的作用時間：分析扇區(qū)I矢量關系，扇區(qū)矢量作用時長是固定等分圓周，假設母線電壓為Udc，采樣周期為Ts，矢量U4、U6和零矢量的作用時間T4、T6和T0可以根據(jù)一下公示很容易的計算出來。

得出各扇區(qū)中T4和T6分別作用時間。

(3)根據(jù)作用時長合成SVPWM波：得到了各扇區(qū)中的矢量作用時長后，再算出PWM的比較值。

在上式中Ta、Tb、Tc分別是相應的比較值，而不同扇區(qū)的比較值不同分配如表1所示。

表1 不同扇區(qū)比較值分配表

5 測試結果

如圖4所示，這個執(zhí)行系統(tǒng)的結果是20V直流電源電壓，10kHz的SVPWM開關頻率采用心形連接的RL負載（(R=47ohm, L=1.2mH）在圖中給出。

圖4 10kHz仿真結果

6 結語

隨著電力電子技術的發(fā)展，數(shù)字控制是電機控制技術發(fā)展的必然趨勢，為電機控制而專門設計的DSP、單片機等微控制器已逐漸地成為實現(xiàn)電機數(shù)字化控制的有力工具。目前，由于這些專用的芯片的推出使得交流調速逐步打破直流調速占據(jù)統(tǒng)治地位?，F(xiàn)在異步電機的控制以SPWM控制和SVPWM控制為主，相對于矢量控制需要進行坐標轉換等一系列的復雜運算，SPWM的控制較為簡單，容易實現(xiàn)，并且異步電機在交流調速中越來越成熟，并在高頻變頻領域占主導地位。因此，對SPWM控制技術的研究具有非常重要的意義。