六脈波雙變量交交變頻器有級變頻調壓調速的研究

周九嶺,孟娟娟,李玉東

(1.河南理工大學 電氣工程與自動化學院,河南 焦作 454003；2.河南理工大學 繼續(xù)教育學院,河南 焦作 454000)

作為人口大國，我國面臨的能源問題日益嚴峻。變頻技術作為一種低耗且清潔的手段，在工業(yè)生產中得到了廣泛應用[1-2]。六脈波雙變量交交變頻器可以輸出傳統交交變頻器所能輸出的所有頻率，理論上，其在25 Hz以上還可輸出27.27 Hz、30 Hz、33.33 Hz、37.5 Hz以及42.85 Hz等5個頻段[3]。此外，六脈波雙變量交交變頻器主電路所使用的晶閘管數量為傳統交交變頻器的一半，節(jié)約了變頻器的制造成本，并提升了電動機變頻調速的范圍。由于六脈波雙變量交交變頻器的主電路采用零式結構，其本身包含調壓電路，因此在中頻段結合閉環(huán)調壓技術可以拓寬中頻段調速范圍，增強電機抗干擾能力。綜上所述，在雙變量余弦交截法[4-5]的基礎之上，對六脈波雙變量交交變頻器中的頻段有級連續(xù)變頻調速方式進行研究，具有較重要的經濟和工程應用價值。

1 六脈波雙變量交交變頻器中頻段控制原理

在中頻段可選取的頻率共有6個(16.67 Hz、17.65 Hz、18.75 Hz、20 Hz、21.43 Hz、23.07 Hz)。六脈波雙變量交交變頻器的主電路采用零式結構。如圖1所示，該主電路是由三相變六相的變壓器和U相、V相、W相3個模塊共同構成。其中A、B、C、D、E、F為六相相位互錯60°的輸入電源，是通過三相工頻電源A1、B1、C1經三相變六相變壓器轉換得到的[6]，然后接到變頻器的輸入端。變頻器的輸出端接到三相交流異步電機進行變頻調速。變頻器主電路的U相模塊、V相模塊和W相模塊均由12個晶閘管分6組反并聯組成。

圖1 六脈波交交變頻器主電路結構簡圖Figure 1. Main circuit structure of six pulse cycloconverter

1.1 雙變量交交變頻控制原理

傳統的余弦交截法屬于單變量相控理論，其核心是通過控制觸發(fā)角來控制變流器晶閘管的導通。雙變量控制理論[7-9]在單變量控制理論的基礎之上發(fā)展而來，即在傳統的余弦交截法的基礎之上增加了對脈沖寬度的控制。其觸發(fā)角大小的確定和單變量相控理論一樣，增加脈沖寬度的控制可以閉鎖可能出現的各種環(huán)流條件并引導電流換向[10-11]，從而實現自然無環(huán)流的工作方式。觸發(fā)角和脈沖寬度可以根據實際情況進行調整，其基本控制原則如下：(1)當電流為正時(從電源側流向電動機)，給正組晶閘管發(fā)觸發(fā)脈沖，其觸發(fā)時刻由基準波與同步余弦波的下降沿交點來確定；(2)當電流為負時(從電動機流向電源側)，給反組晶閘管發(fā)觸發(fā)脈沖，其觸發(fā)時刻由基準波與同步余弦波的上升沿交點來確定；(3)當電流反向時，控制觸發(fā)脈沖的寬度，以實現自然無環(huán)流；(4)當電流為零時，晶閘管的觸發(fā)時刻可以不受限制。六脈波雙變量控制觸發(fā)脈沖函數[3]為

(1)

式中，ppq(t)為雙變量控制觸發(fā)脈沖函數；下角p為輸出相號；q為輸入相號；t0為正型波和負型波過渡時的修正時間；T1為輸入電壓的周期；M(t)為調制函數；b(t)為脈沖寬度函數。按照上述觸發(fā)脈沖函數和控制原則，并用對稱余弦法優(yōu)化波形，可以得出雙變量六脈波交交變頻器輸出頻率的經驗計算式為

(2)

式中，fi為輸入頻率；fo為輸出頻率。

在式(2)條件下，變頻器可以使輸出的頻率范圍更寬，理論上可從3/4分頻提高到6/7分頻(42.85 Hz)，這對于交交變頻器來說是一個重要的技術突破。

1.2 晶閘管自然換相過程

基于雙變量交交變頻原理而得到的16.67 Hz電壓波形原理圖如圖2所示。其中，上方的黑色包絡線是UO在頻率為16.67 Hz，換流角為60°時，六脈波雙變量交交變頻器按余弦交截法控制輸出的波形圖。其中，A、B、C、D、E、F為六相互錯60°的交流輸入電源電壓波形， TA、TB、TC、TD、TE、TF為六相輸入電源的同步波波形，下方黑色余弦波形U為基準波電壓波形。本文將以此為例來對自然無環(huán)流工作方式下交交變頻器電流過零時晶閘管自然換相過程進行說明。設圖中o點為變頻器輸出電壓波形的起始零點，k點為電壓波形上對應的90°點，a、b、c、d、e等點為負載電流在o～k點間可能的過零點。若電流在o點過零，此時負載功率因數為1，對應的功率因數角為0°；若電流在k點過零，則此時負載功率因數為0，對應的功率因數角為90°。具體換相過程參見文獻[12]。

圖2 雙變量余弦交截法原理圖(16.67 Hz) Figure 2. Schematic diagram of two variable cosine intersection methods (16.67 Hz)

2 中頻段有級變頻調壓調速原理

2.1 中頻段有級變頻調壓調速切換方式

六脈波雙變量交交變頻器驅動電機運行時，變頻器在不同頻率之間進行切換，不同的切換方式會對系統的調速性能產生不同的影響。六脈波雙變量交交變頻器常用的切換方式為：(1)直接切換方式；(2)固定點切換[13-14]方式；(3)固定點逐相切換方式。本文采取第二種切換方式，當需要變頻時等到運行至某一特殊點時(比如U相的電壓過零點)，對三相頻率進行切換。這樣操作可以保持切換前后的電壓及電流運行狀態(tài)相近。相比其他兩種方法，固定點切換方式在一定程度上減輕了頻率切換對系統的沖擊[15]，同時也避免了在切換時產生環(huán)流。

2.2 中頻段有級變頻調壓調速方式

此前在六脈波雙變量交交變頻器中頻段方面的研究主要是有級連續(xù)變頻方面的研究。如果采用有級連續(xù)變頻的方法需要提前計算出每個切換頻段的觸發(fā)時刻，對運算速度的要求較高，給系統運行造成了負擔。而運用有級變頻調壓調速方式，只需計算出任意兩個頻段的觸發(fā)時刻，減小了內存存儲空間，提高了系統運行速度。在切換頻率后，采用閉環(huán)調壓調速策略，可以增加電機的魯棒性。有級變頻調壓調速方法的原理如圖3所示，電機運行在16.67 Hz條件下，當需要在給定轉速條件下運行時，首先向21.43 Hz低壓段U4過渡，隨著速度的上升，依次逐漸提升該頻率條件下的電壓至U3、U2、U1，直至電機轉速達到給定轉速為止。這種方法在一定程度上擴大了中頻段的調速范圍。中頻段的頻率級差較小，進行切換時，電壓、電流不會產生較大沖擊，也不會產生較大的轉差功率損耗，因此這種調速效果在中頻段較為理想。具體實現方式為：當電機在某一頻段穩(wěn)定運行后，想要改變頻率時，通過固定點切換方式向系統發(fā)出切換頻率指令，然后在系統運行于切換后的某一頻段采取調壓方式。將觸發(fā)角α通過相應的轉換關系換算成對應的調壓時間偏移量來實現對晶閘管的準確觸發(fā)，即可達到調節(jié)電壓的目的。當速度高于給定轉速時，通過調節(jié)使電壓降低，從而減小轉速，反之亦然。用這種方式調速，在頻段切換的過程中，電壓、電流沖擊較小，電機的轉差功率損耗也有所降低，優(yōu)于普通交交變頻器在中頻段的調速方式。如果負載突變，也可以通過閉環(huán)調壓使電機在給定轉速穩(wěn)定運行。

圖3 變頻變壓調速原理圖Figure 3. Schematic diagram of variable frequency and variable voltage speed regulation

3 仿真研究

3.1 仿真模型搭建

根據交交變頻器主電路結構(圖1)，在MATLAB/Simulink環(huán)境下搭建六脈波雙變量交交變頻調壓調速仿真模型，如圖4所示。仿真模型共包含六相輸入電源模塊、脈沖輸出模塊、交交變頻器模塊、三相異步電機模塊及其他測量模塊。其中，六相電源模塊為相位互錯60°，頻率為50 Hz的六相對稱交流電源。交交變頻器模塊一共包含36只晶閘管，其與主電路一致均采用零式結構。變頻器的U相、V相、W相分別由6路反并聯的晶閘管組成，分為正反兩組，每一相共12只晶閘管。脈沖輸出模塊采用S函數編寫控制算法來決定交交變頻器晶閘管的通斷。根據仿真需要，向變頻器模塊輸出相應頻段所對應的晶閘管觸發(fā)脈沖及晶閘管編號。晶閘管觸發(fā)脈沖的發(fā)送時刻及管子編號基于雙變量余弦交截法原理得到，并以數組的形式存儲在S函數的數組中，方便程序調用。本文仿真模型中交流異步電機模塊的參數為：PN=4 kW，UN=380 V，fN=50 Hz，Rr=1.23 Ω，Rs=1 Ω，ls=0.023 H，lr=0.023 H，lm=0.038 4 H，TeN=26.5 N·m，nN=1 440 r·min-1，np=4。

圖4 仿真模型Figure 4. Simulation model

3.2 仿真結果分析

電動機運行時，按照上述相關理論在中頻段采用變頻與閉環(huán)調壓調速相結合的方法進行控制。本文分別對電機轉速進行突變，對負載進行突增和突減來觀察其控制效果并進行分析。本文以變頻器由16.67 Hz切換至21.43 Hz為例，進行具體的電機運行特性分析。

由圖5可知，電機在負載為3 N·m的負載條件下，以16.67 Hz的頻率啟動，在0.5 s后，電機轉速達到490 r·min-1并穩(wěn)定運行。在2.1 s時，系統發(fā)出頻率切換命令，電機由16.67 Hz變換到21.43 Hz。在閉環(huán)調壓的作用下，經過0.1 s，電機的轉速上升至550 r·min-1并穩(wěn)定下來，無較大超調，并且切換時的定子電流呈周期性變化，如圖5(c)所示。圖5(d)中，在4 s時，給定轉速切換至620 r·min-1，經過0.3 s電機轉速達到620 r·min-1并穩(wěn)定運行，此時定子電流峰值為10 A，但很快恢復到5 A并且呈周期性變化。由此可以看出，在中頻段采用有級變頻調壓閉環(huán)控制可以使電機在中頻段轉速突變時，較為快速平滑地過渡到指定速度且保持平穩(wěn)運行。在閉環(huán)調壓的作用下，電機可在中頻段根據需要調至相應的轉速穩(wěn)定運行，增加了中頻段調速寬度。

(a)

(b)

(c)

(d)圖5 頻率切換、轉速突變仿真(a)電機轉速仿真結果 (b)電機轉矩仿真結果(c)定子電流仿真結果(頻率切換)(d)定子電流仿真結果(轉速突增)Figure 5. Simulation of frequency switching and speed change(a)Simulation result of motor speed (b)Simulation result of motor torque (c)Simulation result of stator current (frequency switching) (d)Simulation result of stator current (speed change)

為進一步說明在中頻段有級變頻中加入閉環(huán)調壓策略的優(yōu)越性，分別給出了3 N·m到5 N·m、6 N·m、8 N·m以及6 N·m到3 N·m負載突變仿真波形并進行數據分析與比較。

如圖6所示，電機在3 N·m的負載下啟動至620 r·min-1并穩(wěn)定后，在時間為6 s時，使電機負載突變至5 N·m。在仿真波形中，可以看到負載突變后轉速波動很小，定子電流波動不大并很快呈周期性變化，說明加入閉環(huán)調壓控制后，電機的魯棒性增大，電機運行較為穩(wěn)定，效率得到提升。

(a)

(b)

(c)圖6 3 N·m到5 N·m負載突增仿真(a)電機轉速仿真結果(3 N·m到5 N·m)(b)電機轉矩仿真結果(3 N·m到5 N·m)(c)定子電流仿真結果(3 N·m到5 N·m)Figure 6. Simulation of sudden load increase of 3 N·m to 5 N·m(a)Simulation result of motor speed (3 N·m to 5 N·m)(b)Simulation result of motor torque (3 N·m to 5 N·m)(c)Simulation result of stator current (3 N·m to 5 N·m)

如圖7所示，電機在3 N·m的負載下啟動至620 r·min-1并穩(wěn)定后，在時間為6 s時，使電機負載突變至6 N·m。從仿真波形中可以看出，比起負載從3 N·m突變至5 N·m時，轉速有短暫的回落，但很快又恢復穩(wěn)定運行，并且速度更加穩(wěn)定。

(a)

(b)

(c)圖7 3 N·m到6 N·m負載突增仿真(a)電機轉速仿真結果(3 N·m到6 N·m)(b)電機轉矩仿真結果(3 N·m到6 N·m)(c)定子電流仿真結果(3 N·m到6 N·m)Figure 7. Simulation of sudden load increase of 3 N·m to 6 N·m(a)Simulation result of motor speed (3 N·m to 6 N·m)(b)Simulation result of motor torque(3 N·m to 6 N·m) (c)Simulation result of stator current(3 N·m to 6 N·m)

圖8顯示，電機在3 N·m的負載下啟動至轉速為620 r·min-1并穩(wěn)定后，在時間為6 s時，使電機負載突變至8 N·m。從仿真波形中可以看出，比起負載從3 N·m突變至6 N·m時，轉速都有短暫回落，且很快又恢復穩(wěn)定運行，但此時的速度有輕微下降。其原因為此時的頻率相對較低，帶載能力較弱，如若使其保持原來的速度不變，可將頻率切換至較高頻率，或者在定子側串聯電阻，增加電機的帶載能力。

(a)

(b)

(c)圖8 3 N·m到8 N·m負載突增仿真(a)電機轉速仿真結果(3 N·m到8 N·m)(b)電機轉矩仿真結果(3 N·m到8 N·m)(c)定子電流仿真結果(3 N·m到8 N·m)Figure 8. Simulation of sudden load increase of 3 N·m to 8 N·m(a)Simulation result of motor speed(3 N·m to 8 N·m)(b)Simulation result of motor torque(3 N·m to 8 N·m)(c)Simulation result of stator current(3 N·m to 8 N·m)

由圖9可知，電機在6 N·m的負載條件下，以16.67 Hz的頻率啟動，0.5 s后轉速達到490 r·min-1且穩(wěn)定運行。在2.1 s時，系統發(fā)出頻率切換命令，電機由16.67 Hz變換到21.43 Hz。在閉環(huán)調壓的作用下，經過0.1 s，電機的轉速由之前的490 r·min-1升至550 r·min-1并穩(wěn)定下來，無較大超調，且切換時的定子電流很快呈周期性變化，如圖9(c)所示。在4 s時給定轉速切換至620 r·min-1，經過0.3 s電機轉速達到620 r·min-1并穩(wěn)定運行。此時的定子電流峰值為9 A，但很快恢復到5 A并且呈周期性變化，如圖9(d)所示。在6 s時，使電機負載突變至3 N·m，可以看出此時電機轉速沒有顯著變化，轉矩及定子電流均無較大波動。這也說明在中頻段運用有級變頻與閉環(huán)調壓控制可較為顯著地改善電機的抗干擾能力及效率。

(a)

(b)

(c)

(d)

(e)圖9 6 N·m 到 3 N·m負載突減仿真(a)電機轉速仿真結果(6 N·m 到3 N·m)(b)電機轉矩仿真結果(6 N·m 到3 N·m)(c)定子電流仿真結果(頻率切換) (d)定子電流仿真結果(轉速突增) (e)定子電流仿真結果(負載突減)Figure 9. Simulation of sudden load drop of 6 N·m to 3 N·m(a)Simulation result of motor speed(6 N·m to 3 N·m) (b)Simulation result of motor torque (6 N·m to 3 N·m)(c)Simulation result of stator current (frequency switching) (d)Simulation result of stator current (speed increase)(e)Simulation result of stator current (load drop)

4 結束語

通過對六脈波雙變量變頻器在中頻段采用變頻與閉環(huán)調壓相結合的控制策略對電機進行控制，本文給出了具體操作方法，并搭建了仿真模型進行仿真。仿真結果表明，在中頻段采用變頻與閉環(huán)調壓相結合的控制方法對電機進行調速時，無論是轉速突變還是負載突變，電機在抗干擾能力及效率提高方面都有較為顯著的控制效果。通過仿真實驗驗證了該控制策略的正確性與可行性，為今后的研究提供了理論支撐。