耦合電感式開關準Z源雙向直流變換器

張 云 ，高勝寒

（1.天津大學電氣自動化與信息工程學院，天津 300072；2.天津大學濱海工業(yè)研究院有限公司，天津 300450）

電動汽車的動力系統(tǒng)是決定汽車性能的關鍵因素，根據(jù)是由動力電池單獨供能還是結合超級電容共同驅(qū)動電機，可被分類為單源系統(tǒng)和多源系統(tǒng)。在多源系統(tǒng)中，由具有高能量密度的動力電池和具有高功率密度的超級電容組共同為電動汽車的動力系統(tǒng)供能[1-2]。其中，動力電池負責提供負載側所需的低頻能量，而超級電容通過頻繁地充放電，吸收或釋放汽車在制動或加速等工況下所對應的高頻能量。超級電容的最大放電深度與可達到的最低放電電壓直接相關，因此作為超級電容與直流母線間功率接口的直流變換器不僅需要能夠雙向傳遞能量，還要具有較寬的電壓增益。此外，更高的功率密度也對提高多源系統(tǒng)的整體運行性能具有重要意義[3-4]。

直流變換器根據(jù)內(nèi)部有、無變壓器進行電氣隔離可分為隔離型與非隔離型。隔離型直流變換器具有更高的安全性，適用于大功率場合，但通常體積較大且成本較高[5]；非隔離型直流變換器因其結構簡單且效率較高而得到普遍應用。傳統(tǒng)的BUCK/BOOST拓撲具有元器件數(shù)量少、輸入與輸出間共地等優(yōu)點，但變換器增益范圍有限。開關電感型直流變換器能夠有效提高變換器的升壓增益，但增加的功率元器件與電感限制了系統(tǒng)功率密度與運行效率[5-7]。開關電容型直流變換器通過開關電容間的充放電實現(xiàn)倍壓[8]，但此類拓撲中電容并聯(lián)時電壓差產(chǎn)生的脈沖電流不僅造成額外的開關損耗，還可能損壞電路中的元器件，影響系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。在此基礎上，將開關電容與耦合電感相結合的直流變換器避免了電流沖擊問題，并且能夠?qū)崿F(xiàn)高升壓比[9]。一些變換器中，通過耦合電感還可以實現(xiàn)抑制電流紋波與減小系統(tǒng)體積的效果[10-12]。Z源直流變換器能夠?qū)崿F(xiàn)較寬的電壓增益范圍，但輸入與輸出端不共地的結構會帶來電磁干擾問題[13]。準Z源型直流變換器輸入輸出共地，但高壓側功率開關的電壓應力較高[14-16]。改進后的開關準Z源雙向直流變換器中元器件的電壓應力較低，且能夠?qū)崿F(xiàn)較寬的電壓增益，因此適用于電動汽車多源系統(tǒng)中連接超級電容的功率接口[3]。但該變換器中含有兩個電感磁芯，并且為保證額定功率下增益變化時電感電流連續(xù)，所需的總電感量較大，因此限制了變換器的功率密度。

本文在開關準Z源雙向直流變換器的基礎上，提出一種電感耦合方案。通過磁集成技術，將開關準Z源網(wǎng)絡中的電感進行耦合，減小所需總電感量及磁芯體積，從而進一步提高系統(tǒng)的功率密度。本文內(nèi)容安排如下：第1節(jié)介紹了耦合電感的等效模型并對變換器進行運行原理與穩(wěn)態(tài)分析；第2節(jié)對所提耦合電感方案進行了理論分析與參數(shù)設計；第3節(jié)通過樣機平臺的實驗結果，驗證了所提方案的可行性與理論分析的正確性。

1 耦合電感變換器工作原理分析

1.1 電路拓撲

圖1（a）為開關準Z源雙向直流變換器拓撲，電感L1與L2耦合后的等效電路如圖1（b）所示，其中Lm、Lk分別為勵磁電感與漏感，n1、n2分別為理想變壓器原、副邊的線圈數(shù)。圖中Ulow、Uhigh分別為低壓側和高壓側電壓，Clow、Chigh分別為低壓側和高壓側的濾波電容，C1、C2為中間儲能電容，Q1、Q2、Q3為功率開關管，S1、S2、S3分別為Q1、Q2、Q3的門極信號，其中S2、S3同步，與S1互補。為簡化分析，假設：

圖1 耦合電感式開關準Z源雙向直流變換器等效電路Fig.1 Equivalent circuits of switched-quasi-Z-source bidirectional DC-DC converter with coupled inductor

（1）所有元器件均為理想器件，即忽略開關元器件的通態(tài)電阻以及電容和電感的等效串聯(lián)電阻；

（2）流經(jīng)電感的電流為線性變化；

（3）電容兩端的電壓保持恒定。

1.2 工作模態(tài)分析

變換器工作在升壓模式時，能量由低壓側流向高壓側，此時Q1作為主功率管，Q2、Q3作為同步整流管工作。在一個開關周期內(nèi)存在兩種工作模態(tài)如圖2所示。圖3為變換器在CCM模式下的關鍵工作波形。圖中Dboost為升壓模式下的占空比，Ts為開關周期，分別為等效電路中勵磁電感Lm的電流與電壓，分別為實際電感L1、L2中的瞬時電流，分別為對應的平均電感電流。

圖2 耦合電感式開關準Z源雙向直流變換器升壓模式工作模態(tài)Fig.2 Operation states of switched-quasi-Z-source bidirectional DC-DC converter with coupledinductor in step-up mode

圖3 升壓CCM模式下耦合電感式開關準Z源雙向直流變換器的關鍵工作波形Fig.3 Key operating waveforms of switched-quasi-Z-source bi-directional DC-DC converter with coupled-inductor in boost CCM mode

（1）模態(tài)1[t0-t1]：t0時刻，功率開關Q1開通，Q2、Q3關斷，高壓側負載由電容Chigh供電。變壓器原邊與低壓側直流源并聯(lián)，勵磁電感Lm充電，電容C1與變壓器副邊串聯(lián)，并為漏感Lk與電容C2充電，該工作模態(tài)下電感電流均線性上升，各電流關系式如下：

變換器工作在降壓模式時，能量由高壓側流向低壓側，此時Q2、Q3作為主功率管，Q1作為同步整流管工作。由于雙向直流變換器在升/降壓運行模式下具有對稱性，此處略去對降壓模式工作模態(tài)的具體分析。

1.3 穩(wěn)態(tài)分析

根據(jù)上文的工作模態(tài)分析，變換器運行在升壓模式下時，電壓、電流平衡方程為

2 耦合電感參數(shù)設計與分析

當變換器運行在如表1所示的工況范圍內(nèi)，根據(jù)繪制出滿足額定功率下最小升壓增益時電感電流連續(xù)的臨界電感量與耦合系數(shù)的關系曲線如圖4、圖5所示，從圖中可以看出，隨著耦合系數(shù)的增大，互感M增大，臨界L1、L2電感量均減小，則選擇較高的耦合系數(shù)進行耦合電感的設計，所需的總電感量較小。保留一定裕量，設計一組耦合電感參數(shù)L1=74 μH，L2=75.3 μH，耦合系數(shù)為0.96.

圖4 不同耦合系數(shù)時的臨界電感量Fig.4 Critical inductance under different coupling coefficients

圖5 不同耦合系數(shù)時的臨界總電感量LFig.5 Critical total inductance L under different coupling coefficients

當耦合系數(shù)k=0時，L1、L2無耦合關系。從圖4、圖5中可以看出，采取分離式電感時，令額定功率下最小升壓增益時電感電流連續(xù)的臨界電感量L1=100 μH，L2=160 μH，總電感量約為采用耦合電感（L1=74 μH ，L2=75.3 μH）時的1.7倍。因此，通過耦合開關準Z源雙向直流變換器中的電感L1、L2，可以有效減小所需的電感量與磁芯體積。

3 實驗

3.1 實驗參數(shù)

為了驗證所提方案的有效性，采用鐵粉芯磁環(huán)以雙線并繞的方式制作了耦合電感，搭建了一臺耦合電感式開關準Z源雙向直流變換器樣機如圖6所示。樣機參數(shù)及運行工況如表1所示。

圖6 耦合電感式開關準Z源雙向直流變換器樣機Fig.6 Prototype of switched-quasi-Z-source bi-directional DC-DC converter with coupled-inductor

表1 耦合電感式開關準Z源雙向直流變換器參數(shù)與運行工況Tab.1 Parameters of switched-quasi-Z-source bidirectional DC-DC converter with coupledinductor and its operating conditions

3.2 實驗結果與分析

升壓模式下，變換器分別運行在最大與最小電壓增益時的電感電流以及輸入、輸出電壓波形如圖7所示。從圖7（a）中可以看出，當輸入電壓Ulow=40 V，變換器運行占空比Dboost約為0.72時，輸出電壓Uhigh約為240 V，可得出電感電流的紋波分別為40%和200%；圖7（b）中可以看出當輸入電壓Ulow=120 V時，變換器運行占空比Dboost約為0.35，此時電感電流的紋波最大均臨界連續(xù)。

圖7 升壓模式下P=300 W時電感電流與輸入、輸出電壓波形Fig.7 Waveforms of inductor current and input/output voltage atP=300 WW in step-up mode

降壓模式下，變換器分別運行在最大與最小電壓增益時的電感電流以及輸入、輸出電壓波形如圖8所示。與升壓模式相對稱，輸入電壓Uhigh為240 V，當輸出電壓Ulow=40 V，變換器運行占空比Dbuck約為0.72時，從圖8（a）中觀測得出電感電流的紋波分別為50%和200%；圖8（b）中當輸出電壓Ulow=120 V時，變換器運行占空比Dbuck約為0.36，此時電感電流的紋波最大均臨界連續(xù)。

圖8 降壓模式下P=300 W時電感電流與輸入、輸出電壓波形Fig.8 Waveforms of inductor current and input/output voltage atP=300 Win step-down mode

根據(jù)對電流紋波的計算分析，采取分離式電感時，L1=100 μH，L2=160 μH為令額定功率下最小升壓增益時電感電流連續(xù)的臨界電感量。根據(jù)該臨界電感量采用相同型號的磁芯制作了2個分離的電感，變換器在相同運行工況下其電感電流紋波與電感耦合時相一致。兩種電感方案下測得變換器運行效率如圖9所示。從圖中可以看出，額定工況范圍內(nèi)，變換器的運行效率在低壓側電壓為120 V時達到最大值，約為95%。升壓增益越大，變換器的運行效率越低，低壓側電壓為40 V時，升壓模式與降壓模式的最低運行效率分別約為91%與90%。由于采用耦合方案降低了電感損耗，相比于分離式電感，變換器的運行效率有所提升。

圖9 變換器運行效率曲線Fig.9 Efficiency curves of converter under operation

耦合電感式開關準Z源變換器與近年相關文章中變換器的對比如表2所示。文獻[3]中的開關準Z源雙向直流變換器具有寬電壓增益與低電壓應力的特性，但所需磁元件體積較大。本文在文獻[3]的基礎上，通過對開關準Z源雙向直流變換器中的電感進行耦合，不改變原拓撲的穩(wěn)態(tài)特性，同時減少了所需磁元件數(shù)與體積，進一步提升了變換器的功率密度。

表2 與相關變換器的對比Tab.2 Comparison between the proposed converter and related converters

4 結語

針對應用于電動汽車多源系統(tǒng)的開關準Z源雙向直流變換器，本文提出一種電感耦合設計方案。通過對開關準Z源網(wǎng)絡中的2個電感進行耦合設計，利用耦合電感間的電流紋波抑制特性，降低變換器所需的電感量。相比于采用分離式電感的傳統(tǒng)開關準Z源雙向直流變換器，所提電感耦合方案不改變原拓撲的穩(wěn)態(tài)特性，而實現(xiàn)相同的電流紋波所需的電感量與磁芯體積更小。因此，基于開關準Z源雙向直流變換器的所提電感耦合方案可以有效地提高變換器的功率密度與效率性能。