“電力電子技術(shù)”課程整流電路的教學(xué)方法研究

林維明

（福州大學(xué) 電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，福建 福州350108）

0 引言

“電力電子技術(shù)”課程中整流電路是出現(xiàn)最早的電力電子電路，電路的早期功能是將交流電變?yōu)橹绷麟?，原有教學(xué)重點(diǎn)在相控整流電路，對(duì)網(wǎng)側(cè)特性、諧波限制標(biāo)準(zhǔn)和抑制技術(shù)分析較少［1～3］。但是隨著電力電子技術(shù)發(fā)展、電網(wǎng)質(zhì)量提高和用電環(huán)境需要，整流電路就不僅僅是將交流電變?yōu)橹绷麟姡β室驍?shù)校正、諧波抑制和滿(mǎn)足各類(lèi)網(wǎng)側(cè)輸入電流諧波限制標(biāo)準(zhǔn)成為了AC-DC整流電路研究主題，1975年以來(lái)許多國(guó)家和國(guó)際組織都頒布制訂了交流電網(wǎng)側(cè)的電磁兼容標(biāo)準(zhǔn)［4～6］。本文開(kāi)展整流電路的教學(xué)改革研究，跟蹤電力電子與電力傳動(dòng)學(xué)科日益活躍的發(fā)展現(xiàn)狀，面對(duì)各種新技術(shù)、新電路拓?fù)洳粩嘤楷F(xiàn)，各種新的應(yīng)用領(lǐng)域持續(xù)發(fā)展，為加強(qiáng)本科生知識(shí)范圍和實(shí)踐能力，對(duì)整流電路的知識(shí)結(jié)構(gòu)進(jìn)行了系統(tǒng)的梳理和深入分析。本文圍繞諧波與功率因數(shù)分析、功率因數(shù)校正和諧波抑制技術(shù)，詳細(xì)分析各類(lèi)整流電路工作原理、特性和關(guān)鍵參量，探索“電力電子技術(shù)”教學(xué)新方法。

1 整流電路性能指標(biāo)

1.1 功率因數(shù)、諧波分析基礎(chǔ)

1）諧波

（1）非正弦電壓一般滿(mǎn)足狄里赫利條件，可分解為傅里葉級(jí)數(shù)；

（2）基波（fundamental）-在傅里葉級(jí)數(shù)中，頻率與工頻相同的分量

（3）諧波-頻率為基波頻率大于1整數(shù)倍的分量，即2，3，4，…n次諧波

（4）諧波次數(shù)-諧波頻率和基波頻率整數(shù)比；

（5）n次諧波電流含有率以HRIn（Harmonic Ratio for In）表示

（6）電流諧波總畸變率以THDi（Total Harmonic Distortion）定義為

2）功率因數(shù)

（1）正弦電路中的情況：正弦電路的功率因數(shù)λ是由電壓和電流的相位差φ決定的：λ=cosφ

（2）非正弦電路中的情況：公用電網(wǎng)中，通常電壓的波形畸變很小，而電流波形的畸變可能很大。因此，不考慮電壓畸變，研究電壓波形為正弦波、電流波形為非正弦波的情況有很大的實(shí)際意義。

設(shè)正弦波電壓有效值為U，畸變電流有效值為I，基波電流有效值及與電壓的相位差分別為I1和φ1，有功功率為：P=UI1cosφ1，可得功率因數(shù)為：

基波因數(shù)ν=I1/I，即基波電流有效值和總電流有效值之比；

位移因數(shù)（基波功率因數(shù)）——cosφ1

3）功率因數(shù)和諧波抑制的關(guān)系

（1）設(shè)AC-DC變流電路的輸入電壓為為正弦，輸入電流為非正弦，其有效值為：

式中，I1、I2、…In…分別為電流基波分量、二次諧波、n次諧波電流的有效值。

（2）定義總諧波失真（THD）：

Ih為所有諧波電流分量的總有效值。從前面的描述可以清楚的看到，高功率因數(shù)和低諧波是一致的。

1.2 IEC1000-3-2諧波限制標(biāo)準(zhǔn)

為了將電網(wǎng)中電壓和電流波形失真控制在允許范圍內(nèi)，國(guó)際權(quán)威機(jī)構(gòu)和我國(guó)相繼制訂、頒發(fā)了控制和限制電網(wǎng)網(wǎng)側(cè)輸入電流諧波的電磁兼容標(biāo)準(zhǔn)，如IEEE519、IEC1000-3-2和GB/T14549-93等電磁兼容標(biāo)準(zhǔn)［5］，其是強(qiáng)制性規(guī)范要求。以國(guó)際電工委員會(huì)頒布標(biāo)準(zhǔn)為例，如圖1所示。

圖1 IEC1000-3-2設(shè)備分類(lèi)表（2000版）

根據(jù)電力電子設(shè)備的用途，上述各類(lèi)裝置制訂不同的電流諧波限制。新電磁兼容標(biāo)準(zhǔn)最重要的的變化是如何劃分D類(lèi)電力電子設(shè)備。

2 不控整流電路特性分析

圖2為單相不控整流電路及其工作波形；

圖2 單相不控整流電路及其波形

工作原理分析：在u2正半周過(guò)零點(diǎn)至ωt=0期間，因u2＜ud，故二極管均不導(dǎo)通，此階段電容C向R放電，提供負(fù)載所需電流，同時(shí)ud下降。至ωt=0之后，u2將要超過(guò)ud，使得VD1和VD4開(kāi)通，ud=u2，交流電源向電容C充電，同時(shí)向負(fù)載R供電。電容被充電到ωt=θ時(shí)，ud=u2，VD1和VD4關(guān)斷。電容開(kāi)始以時(shí)間常數(shù)RC按指數(shù)函數(shù)放電。當(dāng)ωt=π，即放電經(jīng)過(guò)π-θ角時(shí)，ud降至開(kāi)始充電時(shí)的初值，另一對(duì)二極管VD2和VD3導(dǎo)通，此后u2又向C充電，與u2正半周的情況一樣。

圖3所示是三相不控整流電路與工作波形。

圖3 三相不控整流電路及波形

工作原理分析：當(dāng)某一對(duì)二極管導(dǎo)通時(shí)，輸出直流電壓等于交流側(cè)線(xiàn)電壓中大的一個(gè)，該線(xiàn)電壓既向電容供電，也向負(fù)載供電。當(dāng)沒(méi)有二極管導(dǎo)通時(shí)，由電容向負(fù)載放電，ud按指數(shù)規(guī)律下降。

關(guān)鍵參量分析；δ指VD1和VD4導(dǎo)通的時(shí)刻與u2過(guò)零點(diǎn)相距的角度，θ指VD1和VD4的導(dǎo)通角?？傻茫?/p>

為滿(mǎn)足如IEC1000-3-2的網(wǎng)側(cè)諧波標(biāo)準(zhǔn)要求，近年來(lái)發(fā)展了無(wú)源功率因數(shù)校正技術(shù)，其典型電路有：

1）LC無(wú)源功率因數(shù)校正（圖4）

圖4 LC無(wú)源功率因數(shù)校正

電路工作分析：LC電路中的電感也可以達(dá)到限制諧波的目的。一個(gè)足夠大的電感可以減小電流的峰值，并且在時(shí)間上將電流波形拓寬來(lái)減少諧波以使之符合標(biāo)準(zhǔn)。

2）填谷式無(wú)源功率因數(shù)校正（圖5）

圖5 填谷式無(wú)源功率因數(shù)校正

電路工作分析：這種電路工作基于電容和二極管網(wǎng)絡(luò)的串并聯(lián)特性，增大二極管的導(dǎo)通角，從而使輸入電流波形得到改善。

3 相控整流電路特性分析

3.1 單相橋式相控整流電路

1）電阻負(fù)載

單相橋式電阻負(fù)載電路如圖6所示；

圖6 單相電阻負(fù)載整流電路與工作波形

關(guān)鍵參量關(guān)系

直流輸出電壓平均值Ud為：

2）帶電感性負(fù)載的工作情況

單相橋式阻感負(fù)載電路如圖7所示；

圖7 單相相控阻感負(fù)載整流電路與工作波形

整流電路輸出平均電壓Ud為：

3）網(wǎng)側(cè)諧波與功率因數(shù)

帶阻感單相相控整流電路，網(wǎng)側(cè)輸入電流i2如圖8所示。

圖8 網(wǎng)側(cè)輸入電流波形

開(kāi)展圖8中的電流波形傅里葉級(jí)數(shù)分析：

基波和各次諧波有效值：

功率因數(shù)為：

3.2 三相橋式整流電路特性分析

三相橋式整流電路如圖9所示；

圖9 三相橋式全控整流電路

1）帶電阻負(fù)載時(shí)的工作情況

三相橋式電阻負(fù)載電路工作波形如圖10所示；

圖10 三相帶電阻負(fù)載時(shí)α=0°時(shí)的波形

工作過(guò)程分析：對(duì)于共陰極組的3個(gè)晶閘管，陽(yáng)極所接交流電壓值最大的一個(gè)導(dǎo)通；對(duì)于共陽(yáng)極組的3個(gè)晶閘管，陰極所接交流電壓值最低（或者說(shuō)負(fù)得最多）的導(dǎo)通；任意時(shí)刻共陽(yáng)極組和共陰極組中各有1個(gè)SCR處于導(dǎo)通狀態(tài)。其余的SCR均處于關(guān)斷狀態(tài)。從線(xiàn)電壓波形看，ud為線(xiàn)電壓中最大的一個(gè)，因此ud波形為線(xiàn)電壓的包絡(luò)線(xiàn)。

工作特性分析：當(dāng)α≤60時(shí)，ud波形均連續(xù)，對(duì)于電阻負(fù)載，id波形與ud波形一樣，也連續(xù)；當(dāng)α＞60時(shí)，ud波形每60°中有一段為零，ud波形不能出現(xiàn)負(fù)值；帶電阻負(fù)載時(shí)三相橋式全控整流電路α角的移相范圍是120°。

2）電感性負(fù)載時(shí)的工作情況

三相橋式阻感負(fù)載電路工作波形如圖11所示。

圖11 三相阻感負(fù)載時(shí)α=30°時(shí)的波形

工作過(guò)程與特性分析：α≤60°時(shí)，ud波形連續(xù)，工作情況與帶電阻負(fù)載時(shí)十分相似；區(qū)別在于：由于負(fù)載不同，同樣的整流輸出電壓加到負(fù)載上，得到的負(fù)載電流id波形不同；α＞60°時(shí)，電感性負(fù)載時(shí)的工作情況與電阻負(fù)載時(shí)不同，電感性負(fù)載時(shí)，由于電感L的作用，ud波形會(huì)出現(xiàn)負(fù)的部分；帶電感性負(fù)載時(shí)，三相橋式全控整流電路的α角移相范圍為90°。

3）關(guān)鍵參數(shù)分析

當(dāng)整流輸出電壓連續(xù)時(shí)（即帶電感性負(fù)載時(shí)，或帶電阻負(fù)載α≤60°時(shí)）的平均值為：

帶電阻負(fù)載且α＞60°時(shí)，整流電壓平均值為：

4）網(wǎng)側(cè)諧波與功率因數(shù)

帶阻感三相相控整流電路，網(wǎng)側(cè)輸入電流波形如圖12所示：

圖12 網(wǎng)側(cè)輸入電流波形

基波和各次諧波有效值：

功率因數(shù)為：

4 有源功率因數(shù)校正電路分析

4.1 有源功率因數(shù)校正原理

有源功率因數(shù)校正變換技術(shù)APFC（Active Power Factor Correction）：在整流器和濾波電容之間增加一個(gè)DC/DC開(kāi)關(guān)變換器。其主要思路是：選擇輸入電壓為一個(gè)參考信號(hào)（近似為正弦），使得輸入電流跟蹤參考信號(hào)，實(shí)現(xiàn)輸入電流的低頻分量與輸入電壓為一個(gè)近似同頻同相的波形，以提高PF和抑制諧波；同時(shí)采用電壓反饋，使輸出電壓近似乎平滑的直流輸出電壓。

APFC的電路原理圖如圖13所示。主電路由單相橋式整流器和DC/DC變換器組成，其它塊狀組成為控制電路。

圖13 APFC電路原理圖

電路工作原理分析如下：主電路的輸出電壓uo和基準(zhǔn)電壓比較uref后，輸入給電壓誤差放大器CA，整流電壓udc檢測(cè)值和電壓誤差放大器uA的輸出電壓信號(hào)共同加到乘法器的輸入端，乘法器M的輸出信號(hào)則作為電流反饋控制信號(hào)的基準(zhǔn)信號(hào)，輸入電流的波形與整流電壓udc的波形基本一致，使網(wǎng)側(cè)電流諧波大為減少，提高了輸入端的功率因數(shù)。由于功率因數(shù)校正器中存在輸出電壓反饋環(huán)，這樣在提高功率因數(shù)的同時(shí)，也能確保輸出電壓的穩(wěn)定。

4.2 Boost升壓型功率因數(shù)校正電路

連續(xù)導(dǎo)電模式控制在各種應(yīng)用中被廣泛使用，因?yàn)樗哂袔讉€(gè)優(yōu)點(diǎn)。峰值電流應(yīng)力低，從而使得開(kāi)關(guān)和其他元件損耗較小。而且，輸入紋波電流低且頻率恒定，這使得濾波任務(wù)變得簡(jiǎn)單易行。

圖14是一個(gè)Boost升壓型功率因數(shù)校正電路的高頻整流電路原理圖及波形圖。

圖14 連續(xù)模式APFC的典型方法

電路工作原理分析如下：將Boost電路輸出電壓vo和指令電壓vo*輸入一個(gè)PI電壓誤差放大器VAR，VAR輸出一個(gè)近似直流量k。將主電路整流橋后電壓與k變量共同送入乘法器輸入端，用乘法器輸出參量作為電感電流指令電流ir，將實(shí)測(cè)電感電流、ir一起送入電流誤差放大器CAR，得到輸出控制電壓vr，vr與載波構(gòu)成PWM調(diào)制單元，最后輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)vG驅(qū)動(dòng)Boost電路開(kāi)關(guān)管T，使得輸入電感電流與交流電源電壓波形同相。圖14電路拓?fù)渲校珺oost升壓型變換器具有如下優(yōu)點(diǎn)：

（1）輸入電流是連續(xù)的，這樣電網(wǎng)濾波容易；

（2）儲(chǔ)能電感也作為濾波抑制RFI和EMI噪聲；

（3）電流波形失真??；

（4）共發(fā)射級(jí)（或共源級(jí)）使驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)化；

（5）輸出功率大。

由于這些優(yōu)點(diǎn)，Boost變換器這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)廣泛地應(yīng)用于APFC電路中，取得較高的功率因數(shù)和效率，并適用于大功率APFC的場(chǎng)合。其缺點(diǎn)是輸出電壓沒(méi)有隔離，輸出電壓總是高于輸入電壓。

4.3 反激隔離型功率因數(shù)校正電路

圖15是一個(gè)工作于斷續(xù)DCM模式的反激隔離型功率因數(shù)校正電路的高頻整流電路原理圖及波形圖，其工作原理分析如下：

圖15 DCM模式的Flyback功率因數(shù)校正電路

將反激電路輸出電壓vo和指令電壓vo*送入一個(gè)PI電壓誤差放大器VAR，VAR輸出一個(gè)控制變量ΔV，PWM調(diào)制單元根據(jù)ΔV的大小產(chǎn)生一定脈寬的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，占空比D與ΔV成正比。開(kāi)關(guān)電流ip與開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間和直流電壓瞬時(shí)值vdc=abs（vs）的乘積成正比。使得輸入開(kāi)關(guān)電流與交流電源電壓波形同相。

4.4 單級(jí)功率因數(shù)校正電路

單級(jí)方案將PFC前級(jí)與后級(jí)直流-直流變換器兩級(jí)結(jié)合成一級(jí)，兩級(jí)復(fù)用一個(gè)開(kāi)關(guān)管，調(diào)節(jié)一個(gè)變量。圖16為一種典型的Boost變換器與反激變換器集成的單級(jí)PFC電路。

圖16 一種典型的單級(jí)PFC電路

單級(jí)電路工作原理分析：?jiǎn)伍_(kāi)關(guān)在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中按照一定的占空比導(dǎo)通，開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)，輸入電源通過(guò)開(kāi)關(guān)給升壓電路中的L儲(chǔ)能，同時(shí)CB通過(guò)開(kāi)關(guān)給反激變壓器儲(chǔ)能。開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)，輸入電源與L一起給CB充電，反激變壓器同時(shí)向副邊電路釋放能量。開(kāi)關(guān)的占空比由輸出電壓調(diào)節(jié)器決定，在輸入電壓及負(fù)載一定的情況下，CB兩端電壓在工作過(guò)程中基本保持不變，開(kāi)關(guān)的占空比也基本保持不變；輸入功率中的100 Hz波動(dòng)由CB進(jìn)行平滑濾波。

5 PWM整流電路分析

圖17為單相PWM整流電路，圖18為PWM整流電路運(yùn)行方式相量圖；

圖17 單相PWM整流電路

圖18 運(yùn)行相量圖

單相PWM整流電路工作原理分析：當(dāng)us＞0時(shí)，由V2、VD4、VD1、Ls和V3、VD1、VD4、Ls分別組成了兩個(gè) 升壓斬波電路。以包含V2的升壓斬波電路為例，當(dāng)V2導(dǎo)通時(shí)，us通過(guò)V2、VD4向Ls儲(chǔ)能，當(dāng)V2關(guān)斷時(shí)，Ls中儲(chǔ)存的能量通過(guò)VD1、VD4向直流側(cè)電容C充電。當(dāng)us＜0時(shí)，由V1、VD3、VD2、Ls和V4、VD2、VD3、Ls分別組成了兩個(gè) 升壓斬波電路，工作原理和us＞0時(shí)類(lèi)似。

三相PWM整流電路如圖19所示。

圖19 三相PWM整流電路

圖19所示電路工作原理分析：與前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴(kuò)展到三相：

（1）對(duì)電路進(jìn)行SPWM控制，在橋的交流輸入端A、B和C可得到SPWM電壓，對(duì)各相電壓按圖18的相量圖進(jìn)行控制，就可以使各相電流ia、ib、ic為正弦波且和電壓相位相同，功率因數(shù)近似為1。

（2）該電路也可以工作在 圖18的逆變運(yùn)行狀態(tài)及圖c或d的狀態(tài)。

6 結(jié)語(yǔ)

“電力電子技術(shù)”課程中AC-DC整流電路是出現(xiàn)最早的電力電子電路，電路的早期功能是將交流電變?yōu)橹绷麟?，原有教學(xué)重點(diǎn)在相控整流電路，對(duì)網(wǎng)側(cè)特性、限制標(biāo)準(zhǔn)和相關(guān)抑制技術(shù)分析較少。但是隨著時(shí)代的發(fā)展，功率因數(shù)校正、諧波抑制和滿(mǎn)足各類(lèi)網(wǎng)側(cè)輸入電流諧波限制標(biāo)準(zhǔn)成為了AC-DC整流電路主題。本文圍繞諧波與功率因數(shù)、功率因數(shù)校正和諧波抑制技術(shù)，系統(tǒng)梳理與詳細(xì)分析不控整流電路、相控整流電路、有源功率因數(shù)校正和PWM整流器等各類(lèi)整流電路工作原理、特性和關(guān)鍵參量，探索一種新型“電力電子技術(shù)”教學(xué)方法。