一種電流型推挽橋式軟開關雙向直流變換器

吳其玉

（南昌軌道交通集團有限公司，江西 南昌 330000）

隨著社會需求、工業(yè)需要，雙向直流變換器應用的范圍越來越廣，例如航空航天供電系統(tǒng)、UPS 需求、電動汽車電源需求以及太陽能發(fā)電等場合。推挽變換器因結構簡單，電氣隔離效果好，變壓器利用率高等優(yōu)點廣泛應用于這些場合[1]。

文獻[2]給出了一種電流型推挽全橋式雙向直流變換器的拓撲結構與控制方案，采用有源箝位技術抑制變換器推挽側的開關管電壓關斷尖峰問題，但控制方案、電路結構更為復雜。文獻[3]給出了一種用串聯(lián)諧振實現(xiàn)軟開關的推挽正激電路拓撲及控制方案，在變壓器副邊側增加了輔助諧振網(wǎng)絡，但是輔助諧振電容對變換器的效率造成了一定的影響，軟開關的實現(xiàn)需要滿足一定的條件。文獻[4]給出了一種推挽正激移相式雙向直流變換器及其控制方法，結構簡單，易于實現(xiàn)軟開關，但是不適用于寬調壓范圍的應用。此外，還有多種軟開關的實現(xiàn)方法來解決推挽變換器存在的問題，文獻[5]、[6]則提出了一種新穎的軟開關實現(xiàn)方法，充分利用雙向變換器的特性，降低電路的復雜程度，使得問題得以簡化。

本文研究了一種推挽全橋式雙向直流變換器，其由兩部分組成，在變壓器的原邊低壓側是電流型推挽電路，副邊高壓側是全橋電路，其可工作在升壓與降壓兩種狀態(tài)。升壓狀態(tài)下，同步推挽側與全橋側功率管的驅動信號以實現(xiàn)軟開關；降壓狀態(tài)下，只需控制全橋側功率管即可實現(xiàn)軟開關工作。因此，雙向狀態(tài)軟開關的實現(xiàn)，均不需添加額外器件，具有結構簡單、效率高等優(yōu)點。文章詳細分析了該變換器的工作原理，關鍵特性與設計，最后通過仿真實驗表明了所分析理論的正確性及有效性。

1 推挽橋式雙向直流變換器拓撲及其工作原理

圖1 為推挽橋式軟開關雙向DC/DC 拓撲結構，其由變壓器原邊側電流型推挽電路和副邊側全橋電路構成。圖1 中，V1：低壓側直流電壓；V2：高壓側輸出電壓；S1～S6：功率管；D1～D6：功率管反并聯(lián)二極管；Cin：低壓側濾波電容；Co：高壓側濾波電容；L：輸入濾波電感；Llk1、Llk2：高頻變壓器原、副邊繞組漏感；N11、N12、N2：高頻變壓器原、副邊繞組匝數(shù)且有N11=N12。

圖1 推挽橋式雙向DC/DC 拓撲結構

詳細分析工作原理之前，為了方便，先做如下假設：

（1）所有功率開關管、元器件等都是理想的；

（2）輸入電感L 足夠大以保證流過其的電流連續(xù)；

（3）變壓器漏感Llk1=Llk2=Llk，匝比N2/N1=n，變壓器激磁電感足夠大。

在以上假定條件下，該變換器的工作過程可以分為升壓與降壓兩部分工作。

1.1 升壓過程

在此過程中開關管S1、S2的驅動控制信號相位差為180°，占空比大于50%。開關管的控制策略及主要工作波形圖如圖2所示，其中iLk1、iLk2為流過變壓器繞組電流，VS1、VS2為功率管上的電壓。在S1的一個開關周期內變換器可分7 個工作開關模態(tài)。各個模態(tài)等效電路圖如圖3 所示。

圖2 升壓過程控制策略及主要波形圖

圖3 升壓過程各模態(tài)等效電路圖

1.1.1 模態(tài)1[t0～t1]，如圖3(a)所示；此階段S2開通、S1關斷，因變壓器同名端極性為正，副邊開關管對應的體二極管D3、D6導通，能量由推挽側通過高頻變壓器傳遞到全橋側，此時S1上的耐壓為2Vo/n，S4、S5上的耐壓為Vo。此階段S2流過全部輸入電流。

1.1.2 模態(tài)2[t1～t2]，如圖3(b)所示；t1時刻開通S1，S2仍然保持開通狀態(tài)。此時，S1兩端的電容放電，其兩端的電壓迅速下降，流過S2的電流保持不變。由于前一時刻幾乎沒有電流流過S1，因此S1是零電流開通。全橋側狀態(tài)與模態(tài)1 保持相同。

1.1.3 模態(tài)3[t2～t3]，如圖3(c)所示；此階段S1、S2均保持開通狀態(tài)，流過S2的電流下降，流過S1的電流上升，當它們以相同的速率變化到Iin/2 時，此階段結束。全橋側狀態(tài)仍然保持不變。在此階段，相應的電流為：

1.1.4 模 態(tài)4[t3～t4]，如 圖3(d)所示；在保持推挽側S1、S2維持前一狀態(tài)不變的情況下，開通全橋側S3、S6；由于開通前相應的體二極管D3、D6是導通狀態(tài)，因此全橋側S3、S6為零電壓開通。此階段由于副邊開關管的開通，電壓V2反射到原邊使得流過S1的電流繼續(xù)上升，流過S2的電流繼續(xù)下降，當iS2為

0 時，iS1 為Iin 此階段結束

1.1.5 模態(tài)5[t4～t5]，如圖3(e)所示。在此階段ilk1繼續(xù)以相同的斜率上升，ilk2繼續(xù)下降，直到變成負值時，S2的體二極管D2導通，此時關閉S2，S2可實現(xiàn)零電流關斷。在此階段結束時，關斷S3、S6，由于此時S1的電流會達到最大值ISmax，因此這個時間段不宜太長，否則流過變壓器的尖峰電流也會過大。

1.1.6 模態(tài)6[t5～t6]，如圖3(f)所示；此階段S2關斷，S1仍保持開通，由于S3、S6的關斷，S4、S5的體二極管D4、D5迅速導通，變壓器作用電壓反向，因此流過S1和體二極管D2的電流相應減小。當流過體二極管D2的電流減小到0 時，此階段結束。

1.1.7 模態(tài)6[t6～t7]，如圖3(e)所示；在此階段，S2保持關斷，S1開通，S2兩端的電容迅速充電到2Vo/n。

t7之后，變換器開始后半周期的工作，與前半周期類似，不再重述。

1.2 降壓過程

降壓過程是能量從高壓V2向低壓側V1傳遞的過程，此時低壓側推挽側相當于一個全波整流器。降壓過程功率管S3、S6和S4、S5驅動信號的相位分別相差180°，占空比小于50%，主要波形圖如圖4 所示。一個開關周期可分為4 個模態(tài)，各個模態(tài)等效電路圖如圖5 所示。

圖4 降壓過程主要波形圖

圖5 降壓過程各模態(tài)等效電路圖

1.2.1 模態(tài)1[t0～t1]，如圖5(a)所示；在此階段，全橋側功率管S3、S6導通，副邊二極管D2導通，能量通過高頻變壓器由高壓側傳遞到低壓側。

1.2.2 模態(tài)2[t1～t2]，如圖5(b)所示；t1時刻，全橋側功率管S3、S6關斷，流過Llk的電流ilk迅速給電容C3、C6充電，給電容C4、C5放電，與此同時，C1也迅速放電，t2時刻，二極管D1、D2自然導通。

1.2.3 模態(tài)3[t2～t3]，如圖5(c)所示；此階段全橋側開關管均處于關斷狀態(tài)，漏感電流ilk線性下降，且下降斜率為V2/Llk。當二極管D1與D2流過的電流為1/2 的輸入電流時，此模態(tài)結束。

1.2.4 模態(tài)4[t3～t4]，如圖5(d)所示；開通S4、S5且其可實現(xiàn)零電壓開通，相應的電流大小與模態(tài)3 中相同的速率上升或下降，最終流過D2的電流減小到0，此模態(tài)結束。

t4之后為后半周期的工作，與前半周期類似，不再重述。

2 關鍵特性分析與設計

若變換器的設計參數(shù)為：低壓側電壓V1=28±20%V，高壓側電壓V2=270V，負載功率Po=500W，開關頻率fs=100kHz。

2.1 電壓增益及占空比設計

理想升壓狀態(tài)下推挽側S1、S2的占空比為d，若是忽略開關管反并聯(lián)二極管的導通時間d'，即圖2 中t5～t6的區(qū)間段，理想狀態(tài)下輸入輸出電壓關系為：

由占空比d 需要大于50%，V1選擇(Vin)max，由（4）（5）得到n<8。若是變壓器變比n 過高，那么相應的變壓器損耗會因此增加，體積變大，磁芯損耗變大，又由于鄰近效應，銅損、鐵損也隨之增加。但由相應的開關管電壓應力隨著變壓器變比n 減小，開關管上的耐壓值會隨之增加，因此權衡考慮選取n=5。此時若是V1電壓在22.4～33.6V 區(qū)間內變化，則有占空比d 在0.69～0.79 區(qū)間內變化。

2.2 漏感大小設計

把各參數(shù)代入（7），得到Llk_T=10.5μH，此處選取Llk1、Llk2大小一致，則Llk1=Llk2=5.25μH。

2.3 輸入電感設計

輸入電感的大小可表示為：

若輸入電流的脈動為20%的額定電流值，可得L 大小為15μH。

2.4 濾波電容設計

考慮推挽側電壓紋波100mV，全橋管的占空比為1-d=0.3，則推挽側電容大小為：

代入各參數(shù)可得Cin=14μF。

2.5 高頻變壓器的選型

由于推挽全橋式雙向直流變換器在兩個方向上變壓器都是雙向磁化，因此變壓器鐵心屬于第Ⅰ類工作狀態(tài)，應該選擇飽和磁密Bs高、磁導率μ 高、損耗低的材料，綜合此處的應用頻率為100kHz，因此選擇R2KB 型軟磁鐵氧體制成的EE 型鐵心。根據(jù)相關資料，R2KB 軟磁鐵氧體對應的飽和磁密為0.35T，考慮到高溫時飽和磁密下降所帶來的影響，取Bm為1/3 的飽和磁密，因此此處有：

其中，Aw是窗口面積，Ae是有效導磁面積，Kw為窗口填充系數(shù)，通常情況下小于0.5，此處取0.3。J 為導線的電流密度，通常情況下為3～5A/mm2，此處取4 A/mm2。把各參數(shù)代入（11），得到AP 值為7.3cm2。此處選擇EE60 型的變壓器，Ae為2.47cm2，Aw為3.92cm2。

3 仿真實驗論證

在PSIM 仿真軟件平臺搭建了上述軟開關電流推挽橋式電路的仿真實驗論證模型，具體仿真參數(shù)如表1 所示，各個參數(shù)大小與第2 部分設計值大小一致。

表1 仿真實驗參數(shù)

圖6(a)～(c)給出了升壓與降壓工作關鍵波形仿真結果。其中，圖6(a)為升壓狀態(tài)下推挽側功率管S1驅動信號Vgs1及其耐壓Vds1、全橋側功率管S4的驅動信號Vgs4以及輸出電壓的波形；圖6(b)為升壓狀態(tài)下輸入電感電流IL、流過開關管的電流Ilk1、Ilk2以及IS3及S4驅動信號Vgs4波形圖，由圖可以看出，輸出電壓穩(wěn)定在270.2V，電壓紋波大小約為95mV，推挽側開關管的耐壓值約為101V；與圖6(c)為降壓狀態(tài)下S3、S4驅動信號Vgs3、Vgs4、輸入電感電流IL及低壓側電壓V1的波形圖，在此狀態(tài)下，全橋側功率管的占空比為0.35，低壓側輸出電壓穩(wěn)定在28V，電壓紋波約為113mV；由此可見，仿真結果與理論分析及設計一致。

圖6 升壓與降壓工作關鍵波形圖

圖7 則為推挽側功率管S2的驅動Vgs2以及流過其的電流Ilk2波形圖，從中可以看出，在S2即將關斷時，流過它的電流已經(jīng)下降為負值，S2的反并聯(lián)二極管已經(jīng)導通，即滿足功率管的零電流關斷條件，與理論分析結果相符合。

圖7 功率管軟開關實現(xiàn)過程圖

4 結論

本文分析一種電流型推挽橋式軟開關雙向DC/DC 直流變換器，詳細討論了雙向工作的各個模態(tài)，闡明了變換器的關鍵特性及參數(shù)設計，最后設計了仿真實驗驗證了所分析理論的正確性及有效性，變換器拓撲與開關控制簡單，容易實現(xiàn)。