航空電纜故障檢測設(shè)備的ADC增頻方法

高 松，蔡 景，李海亮

(1.東航江蘇有限公司，江蘇 南京 211113；2.南京航空航天大學(xué) 民航學(xué)院，江蘇 南京 211106)

飛機(jī)上的電源設(shè)備和其他系統(tǒng)設(shè)備之間主要是靠電氣線路互聯(lián)系統(tǒng)(Electrical Wiring Interconnection System,EWIS)傳輸電能和相關(guān)電子信號的，航空電纜作為EWIS系統(tǒng)的重要組成部分，其性能直接影響飛機(jī)的運(yùn)行安全[1]。航空電纜如果在飛機(jī)的飛行過程中出現(xiàn)故障，很可能會導(dǎo)致電子信號或電能的傳輸中斷，進(jìn)而導(dǎo)致電器系統(tǒng)癱瘓，從而威脅到飛機(jī)的運(yùn)行安全，甚至造成墜機(jī)事件[2]。

由于航空作業(yè)的風(fēng)險(xiǎn)和成本都很高，故要求航空電纜具有較高的安全性和可用性[3]。為了保證航空電纜的性能完整，必須對其故障進(jìn)行嚴(yán)格的檢測和排除，但是航空電纜的故障檢測難度較大，主要有三方面原因：飛機(jī)上電纜數(shù)量龐大，例如在波音737上，電纜的總長度達(dá)到280 km；航空電纜通常是集束安裝在機(jī)載設(shè)備與其他飛機(jī)結(jié)構(gòu)之間的狹窄空間內(nèi)，故障隱蔽性較高；航空電纜故障的檢測空間和檢測點(diǎn)數(shù)量有限。機(jī)務(wù)人員在進(jìn)行電纜故障排除時(shí)，需要拆卸大量機(jī)載設(shè)備和飛機(jī)結(jié)構(gòu)，會造成大量人力、物力和財(cái)力的浪費(fèi)[4]。

對于電纜故障的檢測方法從20世紀(jì)就已經(jīng)開始了，最早的檢測方法是電橋法，之后研究出了波反射法，目前最常見的電纜故障檢測方法包括時(shí)域反射法(Time Domain Reflectometry,TDR)、頻域反射法(Frequency Domain Reflectometer,FDR)、時(shí)頻域聯(lián)合反射法(Time-Frequency Domain Reflectometry,TFDR)等，其中TDR技術(shù)是最為成熟的[5]。

TDR技術(shù)根據(jù)反射脈沖與發(fā)射脈沖的時(shí)間間隔和相位關(guān)系即可判斷故障位置和故障類型[6]，原理十分簡單，并且只需連接電纜的一端即可完成檢測，操作十分方便。應(yīng)用TDR技術(shù)檢測電纜故障的關(guān)鍵問題是定位反射脈沖并識別其相位，針對該問題，目前主要有兩種方法：比較電壓法和ADC采樣法[7]。

在比較電壓法中，需要為電壓比較器設(shè)置基準(zhǔn)電壓，然后通過D/A(Digital/Analog)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為模擬量后作為比較器的比較基準(zhǔn)電壓，高于該比較基準(zhǔn)電壓的輸入脈沖信號通過比較器，而低于該比較基準(zhǔn)電壓的輸入脈沖則不能通過。但是對于不同的航空電纜，反射脈沖的幅值是不同的，如果基準(zhǔn)電壓設(shè)置的較大，反射脈沖就可能無法通過比較器；如果基準(zhǔn)電壓設(shè)置的較小，干擾脈沖就有可能通過比較器，從而造成誤判。同時(shí)比較電壓法也無法繪制檢測脈沖的波形，還會造成設(shè)備成本和系統(tǒng)復(fù)雜度的增加?；谝陨显颍容^電壓法在基于TDR技術(shù)的電纜故障檢測中的應(yīng)用較少[8]。

基于TDR技術(shù)的電纜故障檢測設(shè)備一般采用ADC采樣模塊對檢測信號進(jìn)行采樣，ADC采樣頻率在很大程度上決定了故障檢測精度，ADC采樣頻率越大，故障檢測精度越高[9]。為了使ADC采樣的分辨率更高，目前主要有以下兩種方法。

① 使用高精度ADC采樣模塊：目前ADC模塊的最高采樣率能夠達(dá)到500 MHz左右，但是在實(shí)際的生產(chǎn)制造過程中，ADC采樣模塊的價(jià)格是與其采樣速度緊密相關(guān)的，比如采樣率為100 MHz的ADC的價(jià)格是20 MHz的15倍以上，100 MHz以上的ADC價(jià)格就呈指數(shù)增長。此外,更快的ADC對系統(tǒng)的時(shí)鐘以及PCB(Printed Circuit Board)設(shè)計(jì)提出了更高的要求,同時(shí)為了配合高速的ADC 還需對存儲系統(tǒng)和控制邏輯進(jìn)行一些特殊處理,最終的系統(tǒng)開發(fā)成本顯然也是相當(dāng)高的[10]。

② 使用延時(shí)線法：該方法能夠使ADC采樣精度成倍增長，但是延時(shí)線法的關(guān)鍵問題就是延時(shí)線的構(gòu)建，雖然隨著大規(guī)模集成電路的發(fā)展，能夠使延時(shí)線在一片集成芯片內(nèi)構(gòu)建，但是仍會大幅度增加整個(gè)TDR檢測系統(tǒng)的復(fù)雜程度，同時(shí)會增加開發(fā)成本[11]。

針對上述問題，設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于TDR電纜故障檢測技術(shù)的ADC增頻方法，這種方法能夠在使用頻率較低的采樣模塊的情況下，成倍增長ADC采樣頻率，從而極大地提高TDR電纜故障檢測的精度。

1 基于TDR技術(shù)的電纜故障檢測原理

為了確定反射脈沖的影響因素，需要對基于TDR技術(shù)的電纜故障檢測原理進(jìn)行分析。

電纜作為傳輸線的一種，如果按照理想情況處理，能夠?qū)⑵湟暈榫鶆騻鬏斁€，那么按照傳輸理論，電纜中的低壓脈沖會沿著線路進(jìn)行傳輸，故在描述電纜模型時(shí)，可以采用分布參數(shù)。電纜的等效分布參數(shù)模型如圖1所示[12]。

圖1 電纜的等效分布參數(shù)模型

圖1中,C，R，L分別表示電纜單位長度的分布電容、電阻、電感。由此可以獲得其波動(dòng)方程，如式(1)[13]所示。

(1)

式中，x為脈沖在電纜中傳輸?shù)木嚯x；i為入射波電流；G為電纜單位長度的分布電導(dǎo)，G=1/R；u為入射波電壓。由此得特征阻抗Z0[13]：

(2)

(3)

式中，ZL為負(fù)載或故障點(diǎn)對低壓脈沖產(chǎn)生的阻抗，由式(3)可以看出：

① 如果ZL=Z0，則反射系數(shù)ρ=0，表示電纜無故障，發(fā)射脈沖被完全吸收，不會產(chǎn)生反射脈沖。

② 如果ZL→∞，則反射系數(shù)ρ=1，表示電纜中發(fā)生了斷路故障，發(fā)射脈沖產(chǎn)生全反射，且反射脈沖與發(fā)射脈沖的極性相同。如圖2所示。

圖2 電纜斷路時(shí)，入射波與反射波示意圖

③ 如果ZL→0，則反射系數(shù)ρ=-1，表示電纜中發(fā)生短路故障，發(fā)射脈沖產(chǎn)生全反射，但反射脈沖與發(fā)射脈沖的極性相反。如圖3所示。

圖3 電纜短路時(shí)，入射波與反射波示意圖

由上述3條結(jié)論可以判斷電纜的故障類型，而電纜的故障位置是通過發(fā)射脈沖和反射脈沖之間的時(shí)間間隔Δt判定的，則故障點(diǎn)與測試點(diǎn)的距離L的計(jì)算公式[15]為

(4)

式中，v為低壓脈沖在電纜中的傳輸速度。

由上述TDR技術(shù)的基本原理可知，電纜故障的位置和類型是通過反射脈沖與低壓發(fā)射脈沖的關(guān)系判斷的，而反射脈沖的極性及與發(fā)射脈沖的時(shí)間間隔是由低壓發(fā)射脈沖的特性和被測電纜的屬性決定的。故在低壓發(fā)射脈沖的特性和被測電纜的屬性均未發(fā)生改變的情況下，反射脈沖的極性及與發(fā)射脈沖的時(shí)間間隔相同。

2 等效采樣法原理

由基于TDR技術(shù)的電纜故障檢測原理可知，在低壓發(fā)射脈沖和被測電纜的屬性均未發(fā)生改變的情況下，反射脈沖基本不變，因此可以在參考時(shí)鐘的一個(gè)周期內(nèi)，通過多次向被測電纜中發(fā)射低壓探測脈沖，獲取多組采樣數(shù)據(jù)，最后重構(gòu)檢測脈沖的波形，從而達(dá)到等效增加ADC采樣頻率的目的。

圖4 等效采樣法采樣時(shí)鐘的時(shí)序圖

在故障檢測的過程中，在第1次發(fā)射低壓脈沖信號的同時(shí)啟動(dòng)第1次采樣，即以參考時(shí)鐘作為采樣時(shí)鐘，記錄第1組波形數(shù)據(jù)；第2次發(fā)射相同的低壓脈沖信號，經(jīng)過1個(gè)延時(shí)單元后，啟動(dòng)第2次采樣，即以延時(shí)1作為采樣時(shí)鐘，記錄第2組波形數(shù)據(jù)；以此類推,記錄下第3至第(n+1)組波形數(shù)據(jù)。

3 等效采樣硬件系統(tǒng)的構(gòu)成

為便于說明多重延時(shí)采樣法的實(shí)現(xiàn)方法，設(shè)計(jì)了等效采樣硬件系統(tǒng)基層構(gòu)架，主要由數(shù)據(jù)運(yùn)算和系統(tǒng)控制單元、FPGA(Field Programmable Gate Array)芯片、高速ADC等構(gòu)成，具有結(jié)構(gòu)簡單、體積小、成本低、編程靈活、功能集成等特點(diǎn)，基層構(gòu)架如圖5所示。

圖5 等效采樣硬件系統(tǒng)基層構(gòu)架

在等效采樣的硬件系統(tǒng)中，數(shù)據(jù)運(yùn)算和系統(tǒng)控制單元、采樣和運(yùn)算數(shù)據(jù)及相關(guān)程序存儲單元可以使用樹莓派實(shí)現(xiàn)。樹莓派選用3B+型號，該型號的樹莓派支持Python語言編程，降低了功能設(shè)計(jì)的難度；CPU采用64位1.4 GHz四核處理器，數(shù)據(jù)處理速度快；內(nèi)存為1 GB LPDDR2 SDRAM，支持Micro-SD存儲，SD卡容量選擇64 GB，能夠存儲大量數(shù)據(jù)和應(yīng)用程序；配置40個(gè)2.54標(biāo)準(zhǔn)的擴(kuò)展口，包括總線接口和GPIO，便于數(shù)據(jù)和控制信號傳輸；配置一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)HDMI接口，支持1080P分辨率，配合分辨率為1024像素×600像素的高清顯示屏，滿足了用戶交互和結(jié)果顯示的界面清晰度要求。

在等效采樣的硬件系統(tǒng)中，F(xiàn)PGA芯片、FIFO(First Input First Output)、PLL(Phase Locked Loop)、有源晶振可以集成在FPGA模塊中。FPGA模塊選用黑金開發(fā)平臺 AX301型號的FPGA，使用的是ALTERA 公司的 Cyclone IV 系列芯片，芯片型號為 EP4CE6F17C8。該FPGA配置50 M有源晶振，可以通過其內(nèi)部的鎖相環(huán)(PLL)對時(shí)鐘進(jìn)行倍頻、分頻或相位偏移。FPGA內(nèi)置FIFO，是一種先入先出的存儲器，能夠暫時(shí)存儲ADC采樣數(shù)據(jù)，再由樹莓派按順序讀取。

高速ADC采樣模塊的核心芯片選用ADI公司的AD9226芯片，此芯片為12位分辨率，最高采樣頻率為65 M。ADC采樣模塊不具備有源晶振，需要FPGA模塊對其提供采樣時(shí)鐘。

4 等效采樣的軟件設(shè)計(jì)

4.1 等效采樣時(shí)鐘的產(chǎn)生

等效采樣硬件系統(tǒng)中ADC模塊的最大采樣頻率為65 MHz，低壓脈沖在電纜中的傳播速度一般為150～200 m/μs，若只以FPGA的50 MHz時(shí)鐘作為ADC采樣時(shí)鐘對反射脈沖采樣，對應(yīng)的檢測精度只有1.5～2 m。若需要檢測精度達(dá)到0.5 m以內(nèi)，那么ADC采樣的頻率需要增加到200 MHz。

為將ADC采樣頻率等效提高到200 MHz，需要以FPGA的50 MHz時(shí)鐘作為參考時(shí)鐘，并使用FPGA內(nèi)置的PLL將50 MHz時(shí)鐘分別偏移90°，180°和270°得到3種延時(shí)時(shí)鐘，即延時(shí)1、延時(shí)2和延時(shí)3。以上述4種時(shí)鐘分別為ADC采樣時(shí)鐘對檢測波形進(jìn)行采樣，并在采樣結(jié)束后，依照采樣順序?qū)Σ蓸訑?shù)據(jù)進(jìn)行排序。

圖6為基于PLL的延時(shí)時(shí)鐘的功能仿真波形圖，其中InClk為FPGA內(nèi)置50 M有源時(shí)鐘，Clk1，Clk2，Clk3分別為通過PLL偏移90°，180°和270°得到的時(shí)鐘。

圖6 基于PLL的延時(shí)時(shí)鐘功能仿真波形圖

功能仿真主要是驗(yàn)證和解決邏輯錯(cuò)誤，無法驗(yàn)證器件的實(shí)際工作狀態(tài)。時(shí)序仿真在布局布線后進(jìn)行，主要驗(yàn)證和解決波形毛刺和延時(shí)即時(shí)序錯(cuò)誤，這是器件實(shí)際工作時(shí)的狀態(tài)。因此為了驗(yàn)證延時(shí)時(shí)鐘能否滿足多重采樣的精度要求，需要對工程進(jìn)行時(shí)序仿真。

圖7為基于PLL的延時(shí)時(shí)鐘的時(shí)序仿真波形圖，其中InClk為FPGA內(nèi)置50 M有源時(shí)鐘，Clk1，Clk2，Clk3，Clk4，Clk5分別為通過PLL偏移0°，360°，90°，180°和270°得到的時(shí)鐘。

圖7 基于PLL的延時(shí)時(shí)鐘時(shí)序仿真波形圖

如圖7中所示，為保證多重采樣法的時(shí)鐘精度要求，在等效采樣硬件系統(tǒng)實(shí)際工作過程中，延時(shí)時(shí)鐘1，2，3需要分別在參考時(shí)鐘的基礎(chǔ)上偏移90°，180°和270°，故需要以Clk2作為參考時(shí)鐘，Clk3，Clk4，Clk5分別作為延時(shí)時(shí)鐘1，2，3。

在故障檢測的過程中，在第1次發(fā)射低壓脈沖信號的同時(shí)啟動(dòng)第1次采樣，以Clk2作為采樣時(shí)鐘，并將第1組采樣數(shù)據(jù)暫時(shí)存儲；第2次發(fā)射相同低壓脈沖信號的同時(shí)啟動(dòng)第2次采樣，即以延時(shí)1作為采樣時(shí)鐘，將第2組采樣數(shù)據(jù)暫時(shí)存儲；以此類推,存儲第3和第4組波形數(shù)據(jù)。ADC采樣數(shù)據(jù)需要先由FPGA內(nèi)置的FIFO暫時(shí)存儲，再由樹莓派進(jìn)行讀取。每輪ADC采樣中，F(xiàn)IFO的輸入時(shí)鐘應(yīng)與ADC采樣時(shí)鐘保持一致，以保證ADC采樣的數(shù)據(jù)完整且正確地寫入到了FIFO中。

在上述ADC采樣過程中，ADC采樣時(shí)鐘的選擇是通過FPGA控制的。FPGA的工作時(shí)鐘為InClk，當(dāng)FPGA在時(shí)鐘上升沿檢測到采樣啟動(dòng)信號之后，在啟動(dòng)采樣的同時(shí)，會向ADC采樣模塊輸送相應(yīng)的采樣時(shí)鐘。ADC采樣是在時(shí)鐘上升沿進(jìn)行的，故ADC采樣的第一個(gè)點(diǎn)是在FPGA檢測到采樣信號之后采樣時(shí)鐘的第一個(gè)上升沿得到的。由圖7可以看出，在每一個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)，Clk2，Clk3，Clk4，Clk5的上升沿依次向后，并且均在InClk之后，保證了每輪采樣第一個(gè)點(diǎn)的可靠性,符合等效ADC采樣的要求。

4.2 采樣數(shù)據(jù)的排序

在每輪采樣結(jié)束后，樹莓派需要將存儲在FIFO中的采樣數(shù)據(jù)全部讀取出來，針對該過程，在Verilog程序設(shè)計(jì)中采用狀態(tài)機(jī)的寫法。設(shè)置一個(gè)樹莓派讀取FIFO存儲數(shù)據(jù)的狀態(tài)寄存器,共3個(gè)狀態(tài)h0,h1,h2。數(shù)據(jù)讀取前若復(fù)位有效，則進(jìn)入初始狀態(tài)h0(計(jì)數(shù)器清0,不讀取FIFO存儲的采樣數(shù)據(jù))。h0狀態(tài)表示若數(shù)據(jù)讀取開始,則立刻進(jìn)入h1狀態(tài),否則繼續(xù)保持h0狀態(tài)。h1狀態(tài)表示樹莓派正在依次讀取FIFO的存儲數(shù)據(jù),計(jì)數(shù)器循環(huán)加1,若達(dá)到FIFO的數(shù)據(jù)深度m，則轉(zhuǎn)入h2狀態(tài),否則繼續(xù)h1狀態(tài)。h2狀態(tài)表示數(shù)據(jù)讀取結(jié)束。狀態(tài)轉(zhuǎn)換圖如圖8所示。

圖8 樹莓派讀取FIFO存儲數(shù)據(jù)狀態(tài)轉(zhuǎn)換圖

ADC采樣數(shù)據(jù)傳輸?shù)綐漭缮虾?，樹莓派需要對其進(jìn)行排序。排序后第1個(gè)點(diǎn)是第1次采樣的第1個(gè)點(diǎn)，第2個(gè)點(diǎn)是第2次采樣的第一個(gè)點(diǎn)，以此類推，第(n+1)個(gè)點(diǎn)為第(n+1)次采樣的第一個(gè)點(diǎn)，如此前(n+1)個(gè)點(diǎn)排序完成。同理，排序后的第(n+2)，(n+3)，…，(2n+2)個(gè)點(diǎn)分別為第1到(n+1)次采樣的第2個(gè)點(diǎn)。按照上述方法將采樣數(shù)據(jù)全部完成排序，其采樣頻率相當(dāng)于(n+1)fclk，這就完成了一次等效采樣。

上述等效ADC采樣法在增加ADC采樣頻率的同時(shí)，會增加樹莓派和FPGA的工作線程。如果未使用等效采樣，只需進(jìn)行一輪ADC采樣，樹莓派也只需讀取一次采樣數(shù)據(jù)。在上述的ADC等效采樣過程中，需要進(jìn)行4輪ADC采樣，同時(shí)樹莓派需要讀取4次采樣數(shù)據(jù)，在一定程度上增加了硬件系統(tǒng)的工作時(shí)間，降低了工作效率。但是樹莓派和FPGA的工作速度很快，如果增加一輪ADC采樣和一次樹莓派讀取數(shù)據(jù)過程，只需增加1～2 s的時(shí)間，而ADC采樣頻率會成倍增加，故障檢測精度也會成倍增加，后續(xù)故障精確定位時(shí)間會極大減少，因此樹莓派和FPGA工作線程的增加是符合要求的。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證等效采樣法能否提高基于TDR技術(shù)的航空電纜故障檢測精度，在同軸電纜的30 m處和雙絞線的20 m處分別設(shè)置斷路和短路故障，然后分別采用等效采樣法和單一時(shí)鐘采樣進(jìn)行故障檢測，比較檢測結(jié)果的精度，其中等效采樣法的等效采樣頻率為200 MHz，單一時(shí)鐘采樣的頻率為50 MHz。同軸電纜30 m處斷路故障在使用等效采樣法時(shí)得到的檢測波形如圖9所示，在使用單一時(shí)鐘采樣時(shí)得到的檢測波形如圖10所示。

圖9 同軸電纜30m處斷路故障的等效采樣檢測波形

圖10 同軸電纜30m處斷路故障的單一時(shí)鐘采樣檢測波形

由圖9和圖10可以看出，使用等效采樣法得到的檢測波形采樣點(diǎn)更為密集，分辨率更高，而使用單一時(shí)鐘得到的檢測波形采樣點(diǎn)比較稀疏，分辨率較低。

針對同軸電纜30 m處的斷路和短路故障，已知低壓脈沖在該同軸電纜中的傳播速度為0.16 m/ns，采用等效采樣法和單一時(shí)鐘采樣分別進(jìn)行10次故障檢測，并對檢測結(jié)果取平均值，如表1所示。

表1 同軸電纜305m處的斷路和短路故障檢測結(jié)果

針對雙絞線的20 m處的斷路和短路故障，已知低壓脈沖在該雙絞線中的傳播速度為0.13 m/ns，采用等效采樣法和單一時(shí)鐘采樣分別進(jìn)行10次故障檢測，并對檢測結(jié)果取平均值，如表2所示。

表2 雙絞線20m處的斷路和短路故障檢測結(jié)果

由表1和表2可以看出，相對于單一時(shí)鐘采樣，使用等效采樣法能夠明顯提高同軸電纜和雙絞線的故障檢測精度。

6 結(jié)論

① 等效采樣法能夠成倍提高ADC模塊的采樣頻率，從而大幅提高了基于TDR技術(shù)的航空電纜故障的檢測精度。

② 由樹莓派、FPGA、ADC采樣模塊構(gòu)成的等效采樣硬件系統(tǒng)，不僅結(jié)構(gòu)簡單，而且編程靈活，功能實(shí)現(xiàn)便捷。

③ 在實(shí)際的電纜故障檢測中，等效采樣法會受到一定的噪聲干擾，重構(gòu)的檢測波形會產(chǎn)生偏差，故后續(xù)需要增加去噪算法，以減小噪聲干擾帶來的影響。