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    一種低溫漂高電源電壓抑制比帶隙基準電壓源設(shè)計

    2021-09-27 04:50:32謝海情王振宇曾健平陸俊霖曹武陳振華崔凱月
    湖南大學學報(自然科學版) 2021年8期
    關(guān)鍵詞:二階基準電阻

    謝海情,王振宇,曾健平,陸俊霖,曹武,陳振華,崔凱月

    (1.長沙理工大學 物理與電子科學學院,湖南 長沙 410114;2.長沙理工大學柔性電子材料基因工程湖南省重點實驗室,湖南 長沙 410114;3.湖南大學 物理與微電子科學學院,湖南 長沙 410082)

    帶隙基準電壓源作為集成電路的重要模塊之一,能夠有效抑制電壓擾動與溫度變化對輸出的影響,產(chǎn)生精準的基準電壓,從而被廣泛應(yīng)用于諸多領(lǐng)域[1].傳統(tǒng)的帶隙基準電壓源是通過對三極管的發(fā)射結(jié)電壓VBE進行一階溫度補償,降低溫度系數(shù),從而減小溫度變化對基準電壓的影響[2-3].然而,由于高階溫度項的存在,一階溫度補償?shù)臉O限約為13 ppm/℃[4],無法滿足高精度集成電路系統(tǒng)的要求.為提高帶隙基準電壓源的性能,人們嘗試了多種技術(shù)以降低基準源的溫度系數(shù).Andreou 等[5]提出了一種新型的寬溫度范圍的基準電壓源,利用多晶硅電阻和運放產(chǎn)生與絕對溫度呈負相關(guān)性的電流進行曲率補償,從而拓寬了溫度范圍,但容易受到工藝變化引起的不匹配的影響.Duan 等[6]通過設(shè)計兩個基準源模塊和共源共柵電流鏡結(jié)構(gòu),分別獲得了曲率上升和曲率下降的基準電流,實現(xiàn)了精確的匹配,降低了溫度系數(shù),但其采用了多個運放,不僅使電路更為復(fù)雜,而且消耗更多的功耗.Ming 等[7]利用多個低阻抗路徑,將電源紋波在未抵達輸出前旁路至地,并通過多個電流基準形成高階曲率補償,從而獲得了高穩(wěn)定性的基準電壓,但其工作溫度范圍較為狹窄.此外,Wang 等[8]利用硅帶隙變窄效應(yīng),將三極管的發(fā)射結(jié)電壓隨溫度變化的曲率由3.6 mV 降到1.4 mV,在不增加功耗的基礎(chǔ)上,提高了帶隙基準電壓源的精度.肖璟博等[9]利用雙帶隙結(jié)構(gòu),以電流比例相減的方式實現(xiàn)曲率補償.文獻[4]提出了一種指數(shù)型曲率補償技術(shù),通過亞閾值區(qū)MOS 管獲得與絕對溫度呈指數(shù)關(guān)系的補償電流,取得了良好的效果.Chen 等[10]提出了分段式電流補償技術(shù),將加法電路,減法電路和電流鏡結(jié)合在一起,分別補償不同溫度范圍內(nèi)的曲率,在整個溫度范圍內(nèi)實現(xiàn)良好的溫度系數(shù).但這些技術(shù)在降低溫度系數(shù)的同時,輸出電壓易受電源電壓擾動影響,難以獲得較高的電源電壓抑制比(Power Supply Rejection Ratio,PSRR).

    針對以上問題,本文通過電阻將亞閾值區(qū)MOS管漏電流轉(zhuǎn)換為電壓,并與一階溫度補償電壓進行加權(quán)疊加,實現(xiàn)二階溫度補償.同時采用高增益的運放以及負反饋回路減少電源擾動的影響,從而獲得了低溫漂高電源電壓抑制比的帶隙基準電壓源.

    1 二階溫度補償原理

    為了獲得高精度的基準電壓,減少溫度的影響,需對基準電壓進行溫度補償.一階溫度補償原理如圖1 所示,具有負溫度系數(shù)的三極管基級-發(fā)射極電壓VBE與具有正溫度系數(shù)的熱電壓VT形成補償,得到一階溫度補償電壓Vref1[11]:

    圖1 一階溫度補償原理圖Fig.1 Schematic of first-order temperature compensation

    式中:γ 為溫度補償系數(shù);VT=kT/q,k 為玻爾茲曼常數(shù),q 為單位電荷量.

    由于VBE存在高階溫度項,熱電壓無法完全補償,導(dǎo)致Vref1的變化在低溫區(qū)為曲率上升,在高溫區(qū)為曲率下降,溫度系數(shù)較大.因此,需要對一階溫度補償電壓,進行二階溫度補償.二階溫度補償原理如圖2 所示,通過轉(zhuǎn)換亞閾值MOS 管漏電流Id為補償電壓,得到具有高階溫度項的正溫度系數(shù)電壓Vref2.再利用正溫度系數(shù)電壓Vref2對一階溫度補償電壓Vref1的高溫區(qū)進行補償,得到溫度系數(shù)更低的二階溫度補償電壓VREF:

    2 電路設(shè)計

    本文設(shè)計的帶隙基準電壓源電路如圖3 所示,主要由一階溫度補償電路、二階溫度補償電路、輸出電路和啟動電路組成.利用工作于亞閾值區(qū)的MOS管產(chǎn)生具有高階溫度項的電流,并利用電阻將其轉(zhuǎn)化成補償電壓,然后將補償電壓與傳統(tǒng)的一階溫度補償電壓進行比例疊加,實現(xiàn)二階溫度補償.

    圖3 所提出的帶隙基準電壓源電路原理圖Fig.3 Schematic of the proposed bandgap voltage reference

    2.1 一階溫度補償電路設(shè)計

    如圖3 所示,一階溫度補償電路由PMOS 管M1~M6,電阻R1、R2,三極管Q1~Q3,以及運算放大器OP組成,輸出一階溫度補償電壓.其中,運算放大器OP與MOS 管M1~M4構(gòu)成深度負反饋網(wǎng)絡(luò),不僅提高了電路的電源抑制能力,而且鉗制了X 與Y 點的電位,使得VX=VY.因此,

    從而得到正溫度系數(shù)電流IPTAT1:

    式中:VBE1、VBE2分別為三極管Q1、Q2的發(fā)射結(jié)電壓;N 為Q2與Q1的發(fā)射結(jié)面積之比.

    MOS 管M1~M6具有相同的寬長比,構(gòu)成共源共柵電流鏡.因此,正溫度系數(shù)電流IPTAT1被復(fù)制到M6所在支路,得到一階溫度補償電壓:

    三極管基級-發(fā)射極電壓VBE,可表示為[12]:

    式中:Vg0為硅的帶隙電壓,與溫度無關(guān);T0為參考溫度,取300 K;β 是受工藝影響的常數(shù);α 為偏置電流的指數(shù)溫度系數(shù).

    由式(6)可以看出,VBE中存在高階溫度項VTln(T/T0).對式(6)的高次項進行泰勒級數(shù)分解可以得到:

    又因為

    所以VBE的高階溫度項中,二次項起主導(dǎo)作用,保留式(7)的第一項,聯(lián)立式(5)(6)可得:

    因此,通過調(diào)節(jié)R2/R1的值可以消除一階溫度項.為進一步減小VBE高階溫度項對基準源的溫度特性的影響,仍需要進行二階溫度補償.

    2.2 二階溫度補償電路設(shè)計

    如圖3 所示,二階溫度補償電路由MOS 管M7~M17,和電阻R5、R6組成.M9與M14的柵極偏置于M9的漏極,M10和M13的柵極偏置于M13的漏極,使得流過M9的電流IPTAT2與電源無關(guān).M15~M17組成偏置電路為M11和M12提供偏置,通過調(diào)整M15~M17的寬長比(W/L),使得M11、M12和M17在整個工作溫度范圍內(nèi)工作于亞閾值區(qū).因此流過M11的電流IPTAT2為亞閾值區(qū)電流,可表示為[13]:

    式中:n 為亞閾值修正因子;VGS11為M11的柵源電壓;μ 為載流子遷移率.令:

    則,將式(10)進行洛朗展開,可得:

    可見,IPTAT2具有二階溫度項.

    MOS 管M8、M9、M14具有相同的寬長比,構(gòu)成電流鏡結(jié)構(gòu).因此,M8所在支路的電流為IPTAT2,二階補償電壓Vref2可表示為:

    式中:VDS7為MOS 管M7的漏源電壓.M7與M11的寬長比和柵源電壓都相同,因此M7工作于亞閾值區(qū),其導(dǎo)通電阻可表示為:

    從而

    將式(15)代入式(13)可得二階溫度補償電壓:

    為了進一步提高電源抑制比,M16、M17、M7、R5構(gòu)成閉環(huán)負反饋電路.當M16源極電位升高時,M17和M7的柵極電位升高,M7的漏極電位降低,電阻R5上端電位降低,從而M16的柵極電位降低.由于漏極電流不變,最終導(dǎo)致M16的源極電位降低.

    2.3 輸出電路

    如圖3 所示,輸出回路由串聯(lián)的電阻R3與R4組成,回路兩端分別連接一階溫度補償電壓Vref1與二階溫度補償電壓Vref2,基準輸出電壓VREF即為電阻R3和電阻R4的連接點電壓.理想情況下,一階溫度補償電壓Vref1與二階溫度補償電壓Vref2的值相等,則輸出回路沒有壓降,無電流流過電阻,即VREF=Vref1=Vref2.實際上,Vref1與Vref2之間存在較小的壓降,則輸出回路中有電流從高電位流向低電位,從而平衡Vref1和Vref2的差距,使之趨于一致.因此,基準輸出電壓VREF可表示為:

    其中,m=R4/(R3+R4)<1.

    將式(9)(16)代入式(17),可得:

    式(18)對溫度T 求一階導(dǎo)數(shù),可得:

    根據(jù)式(19)可知,VREF的溫度系數(shù)由電阻R1~R5控制,為得到對溫度不敏感的基準輸出電壓,令?VREF/?T=0,則

    因此,根據(jù)式(20)(21)的約束關(guān)系設(shè)置電阻值,即可得到溫度系數(shù)(Temperature Coefficient,TC)近似為零的基準輸出電壓.

    2.4 啟動電路

    如圖3 所示,啟動電路由MOS 管M18~M21組成,保證基準源正常啟動.其中,M18~M20的源漏極相互連接,構(gòu)成從VDD 到地的支路.M20的柵極與基準輸出電壓VREF連接;M19的柵漏極短接,并于M21柵極相連.當電路接通電源時,所有支路處于零電流狀態(tài),M21柵極處于高電位,M21導(dǎo)通,并產(chǎn)生電流以啟動電流鏡,電路進入正常工作狀態(tài),輸出電壓使得M20導(dǎo)通,M21截止.

    3 電路仿真與分析

    基于0.18 μm CMOS 工藝完成電路版圖設(shè)計與驗證,總體版圖如圖4 所示,總面積為112 μm×91 μm.為減少版圖設(shè)計對基準電壓源性能的影響,在版圖設(shè)計中,三極管采用共心交叉結(jié)構(gòu),電阻陣列和MOS 管采用叉指結(jié)構(gòu),減少工藝變化引起的不匹配.

    圖4 所提出的帶隙基準電壓源版圖Fig.4 Layout of the proposed bandgap voltage reference

    采用Cadence 公司的Spectre 工具,完成電路前后仿真.Vref1隨溫度變化曲線如圖5 所示.當T=27℃時,Vref1=1.295 84 V.當溫度在-40~110 ℃變化時,Vref1的最大值為1.295 92 V,最小值為1.293 24 V.Vref1的變化量為2.68 mV,根據(jù)公式(22)可求得Vref1的溫度系數(shù)為13.78 ppm/℃.

    圖5 一階溫度補償電壓Vref1 的溫度特性曲線Fig.5 Temperature characteristic curve of first-order temperature compensation voltage Vref1

    式中:VMAX與VMIN分別為輸出電壓的最大值和最小值;VREF為常溫下(27 ℃)的輸出電壓值;TMAX與TMIN分別為使用溫度范圍的最大值和最小值.

    經(jīng)過亞閾值區(qū)MOS 管漏電流轉(zhuǎn)換電壓的補償后,基準電壓VREF的溫度特性曲線如圖6 所示.在T=27 ℃時,VREF=1.220 04 V.當溫度在-40~110 ℃變化時,VREF的最大值為1.220 19 V,最小值為1.219 58 V.VREF的變化量為0.61 mV,由式(22)可得溫度系數(shù)為3.3 ppm/℃.與一階溫度補償電壓Vref1相比,二階溫度補償電路有效的補償了Vref1中的高階溫度項,降低了基準輸出電壓的溫度系數(shù),提高了溫度穩(wěn)定性.

    圖6 基準電壓VREF 溫度特性曲線Fig.6 Temperature characteristic curve of reference voltage VREF

    電源電壓抑制比隨頻率的變化曲線如圖7 所示.由于分別在一、二階溫度補償電路中構(gòu)建了閉環(huán)負反饋回路,該基準源在低頻時具有較高的電源電壓抑制比,在頻率為100 Hz 時,PSRR=-96 dB@100 Hz.

    圖7 基準電壓源電源電壓抑制比特性曲線Fig.7 Power supply rejection ratio of the proposed bandgap voltage reference

    本文設(shè)計的基準電壓源與同類帶隙基準源性能對比如表1 所示.可以看出,由于采用了二階溫度補償電路,并構(gòu)建了閉環(huán)負反饋網(wǎng)絡(luò),該基準電壓源具有小的溫度系數(shù)和高的電源抑制比.雖然采用多個電阻,使得電路易受到工藝的影響.但電路中電阻的阻值呈比例關(guān)系,通過電路版圖的匹配設(shè)計可以有效解決此問題.

    表1 同類帶隙基準電壓源性能比較Tab.1 Performance comparison between proposed bandgap voltage reference and other similar bandgap voltage references

    4 結(jié)論

    本文提出了一種低溫度系數(shù)、高PSRR 的帶隙基準電壓源電路.利用工作于亞閾值區(qū)的MOS 管的漏電流實現(xiàn)二階溫度補償,并通過推導(dǎo)其溫度特性模型,對器件參數(shù)進行優(yōu)化設(shè)計.相比于傳統(tǒng)的基準源,通過采用高增益運放和負反饋回路,在不增加功耗的情況下,提高了電路的電源電壓抑制比.仿真結(jié)果表明,在1.8 V 的電源電壓下,基準輸出電壓為1.22 V;溫度在-40~110 ℃變化時,溫度系數(shù)為3.3 ppm/℃;低頻電源電壓抑制比為-96 dB@100 Hz;靜態(tài)電流僅為33 μA.因此,該基準電壓源雖然使用了多個電阻,但具有較高的精度和較低的功耗,能夠滿足高精度集成電路系統(tǒng)的需求.

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