帶有傳輸零點(diǎn)的增益提高型N 通道帶通濾波器

呂蕓蕓,蔣品群,宋樹祥,蔡超波,岑明燦

(廣西師范大學(xué) 電子工程學(xué)院,廣西 桂林 541004)

近年來(lái),隨著5G 等新的通信標(biāo)準(zhǔn)的提出,人們對(duì)多模多頻無(wú)線設(shè)備的性能要求也越來(lái)越高[1-2]。為了保證信號(hào)正常處理,要求多模多頻接收機(jī)系統(tǒng)必須能夠抵抗強(qiáng)干擾[2-4]。傳統(tǒng)的接收機(jī)前端常用聲表面波和體聲波濾波器來(lái)抑制干擾,但此類濾波器可實(shí)現(xiàn)的調(diào)諧范圍非常有限,且不易集成,對(duì)于多模多頻接收機(jī),需要多個(gè)中心頻率不同的濾波器,使得接收機(jī)體積大,成本高。為了減小接收機(jī)體積,節(jié)約成本,20 世紀(jì)60 年代,N通道濾波器[3]被提出。與聲表面波濾波器相比,N通道濾波器具有中心頻率可數(shù)字化調(diào)節(jié)、易于集成等優(yōu)點(diǎn),在多模多頻接收機(jī)前端以及軟件定義無(wú)線電技術(shù)中被廣泛應(yīng)用。

然而,受開(kāi)關(guān)電阻的影響,無(wú)源N通道濾波器[5-8]帶外抑制有限,無(wú)法有效濾除信號(hào)干擾[5]。文獻(xiàn)[5]雖然詳細(xì)分析了N通道濾波器中開(kāi)關(guān)電阻對(duì)帶外抑制的影響,但并未提出改善帶外抑制的有效解決方案。文獻(xiàn)[6]設(shè)計(jì)了一款高階無(wú)源N通道濾波器來(lái)改善帶外抑制,但效果并不顯著。文獻(xiàn)[7]則通過(guò)帶通濾波和帶阻濾波的組合來(lái)提高帶外抑制,雖然效果較好,但電路結(jié)構(gòu)過(guò)于復(fù)雜。文獻(xiàn)[8]設(shè)計(jì)的有源N通道濾波器,通過(guò)帶凹口的開(kāi)關(guān)LC 來(lái)提高帶外抑制,在0.7～1.0 GHz 可調(diào)諧范圍內(nèi),帶外抑制大于50 dB,得到有效改善,缺點(diǎn)是增益小,噪聲系數(shù)大。

為了在提高帶外抑制的同時(shí)也提高增益,本文在有源濾波器的通帶兩側(cè)各引入一個(gè)傳輸零點(diǎn),設(shè)計(jì)了一款高增益高帶外抑制型N通道帶通濾波器。有源濾波器中的放大器為帶有N通道開(kāi)關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)的米勒放大器,可以有效減小基帶電容面積。

1 N 通道帶通濾波器

1.1 整體電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

基本的無(wú)源N通道濾波器結(jié)構(gòu)[3]如圖1(a)所示,在一個(gè)采樣周期內(nèi),由N 相非重疊時(shí)鐘依次控制N個(gè)開(kāi)關(guān)的通斷,實(shí)現(xiàn)帶通濾波,但該濾波器無(wú)增益提升特性,且?guī)庖种品浅Ｓ邢?。圖1(b)為有源N通道濾波器結(jié)構(gòu)[9],引入跨導(dǎo)放大器來(lái)提供增益,米勒反饋網(wǎng)絡(luò)減小基帶電容面積,但帶外抑制并未改善。

圖1 (a)無(wú)源N 通道濾波器;(b)有源N 通道濾波器Fig.1 (a) Passive N-path filter;(b) Active N-path filter

為了改善有源濾波器的帶外抑制,本文在有源濾波器的通帶兩側(cè)各引入一個(gè)傳輸零點(diǎn),設(shè)計(jì)了一款高增益高帶外抑制型N通道帶通濾波器,其結(jié)構(gòu)如圖2(a)所示,由電容耦合N通道網(wǎng)絡(luò)、電感耦合N通道網(wǎng)絡(luò)、帶有米勒反饋網(wǎng)絡(luò)的跨導(dǎo)放大器、時(shí)鐘發(fā)生器四部分構(gòu)成。該帶通濾波器在有源濾波器的基礎(chǔ)上引入了電容(CPAL)耦合和電感(LPAL)耦合的N通道網(wǎng)絡(luò),在濾波器的通帶兩側(cè)創(chuàng)建陷波,從而提高通帶附近的帶外抑制性能,抑制通帶附近的強(qiáng)干擾。帶通濾波器的NMOS 開(kāi)關(guān)管寬長(zhǎng)比(W/L)設(shè)置為25 μm/40 nm,由頻率為fs、占空比為25%的4 相時(shí)鐘發(fā)生器控制。為了防止電容器之間的瞬時(shí)電荷共享,在放大器的輸入端串聯(lián)了兩個(gè)緩沖電感(LBuffer)。圖2(b)為跨導(dǎo)放大器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖,由一個(gè)反相器和偏置電阻RF1構(gòu)成,為帶通濾波器提供增益。

圖2 (a)完整的帶通濾波器結(jié)構(gòu);(b)跨導(dǎo)放大器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)Fig.2 (a) Complete band-pass filter structure;(b) Internal structure of trans-conductance amplifier

1.2 傳輸零點(diǎn)引入技術(shù)

為了便于分析,用LC 諧振網(wǎng)絡(luò)等效替換圖2(a)中的N通道網(wǎng)絡(luò),得到圖3 所示簡(jiǎn)化的帶通濾波器結(jié)構(gòu)圖。

圖3 簡(jiǎn)化的帶通濾波器結(jié)構(gòu)Fig.3 Simplified band-pass filter structure

由文獻(xiàn)[10]可知,LC 諧振網(wǎng)絡(luò)與N通道網(wǎng)絡(luò)的等效轉(zhuǎn)換關(guān)系式為:

式中:LP、CP分別表示等效后的LC 諧振網(wǎng)絡(luò)的電感、電容;CBB表示N通道網(wǎng)絡(luò)的基帶電容;fs表示N通道網(wǎng)絡(luò)的中心頻率。

引入的兩個(gè)傳輸零點(diǎn)為:

式中:Ceq=CP+CPAL;Leq=LPALLP/(LP+LPAL)。且有fL-TZ

1.3 增益提高技術(shù)

為進(jìn)一步簡(jiǎn)化分析,在圖3 中,用Z1表示電容耦合LC 諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗,Z2表示反饋LC 諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗,Z3表示電感耦合LC 諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗,并應(yīng)用米勒定理[11-13],可將圖3 的整體電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)化為圖4(a)和(b)兩部分。其中,圖4(a)表示跨導(dǎo)放大器輸入端Vi左側(cè)的等效電路,圖4(b)表示跨導(dǎo)放大器輸出端Vo右側(cè)的等效電路。

圖4 (a)Gm輸入端Vi左側(cè)的等效電路;(b)Gm輸出端Vo右側(cè)的等效電路Fig.4 (a) The equivalent circuit on the left side of Gm input terminal Vi;(b) The equivalent circuit on the right side of Gm output terminal Vo

Z1、Z2、Z3的表達(dá)式為:

圖4(a)和(b)的傳遞函數(shù)表達(dá)式為:

式中:RS表示源電阻;RL表示負(fù)載電阻;A表示跨導(dǎo)放大器的放大倍數(shù)。

由式(8)～(10)可知,該帶通濾波器的總傳輸函數(shù)表達(dá)式為:

式(11)表明,帶通濾波器增益主要由跨導(dǎo)放大器的放大倍數(shù)A和阻抗Z1、Z21、Z3確定。放大倍數(shù)A和阻抗Z1、Z21、Z3值越大(基帶電容CBB越小),增益越大,但考慮到噪聲、線性度等綜合性能,放大倍數(shù)與阻抗值不能過(guò)大。

1.4 時(shí)鐘發(fā)生電路

取帶通濾波器的通道數(shù)N=4,控制NMOS 開(kāi)關(guān)管的時(shí)鐘發(fā)生器的電路結(jié)構(gòu)如圖5 所示,用于產(chǎn)生4 個(gè)頻率為fs、占空比為25%的非重疊時(shí)鐘信號(hào)。帶通濾波器中的每個(gè)開(kāi)關(guān)(由NMOS 管實(shí)現(xiàn))均已確定可接通。

圖5 時(shí)鐘發(fā)生電路Fig.5 Clock generation circuit

2 電路仿真與分析

為了驗(yàn)證理論分析設(shè)計(jì)的正確性,在Cadence Spectre RF 環(huán)境、TSMC 40 nm CMOS 工藝前仿的基礎(chǔ)上,對(duì)帶通濾波器的性能進(jìn)行了后仿。帶通濾波器的版圖如圖6 所示。為了提高帶通濾波器的性能,采取對(duì)稱的版圖布局布線,減小寄生電容和電阻對(duì)電路性能產(chǎn)生的影響。取通道數(shù)N=4,采用寬長(zhǎng)比(W/L)為25 μm/40 nm 的NMOS 管作為開(kāi)關(guān),開(kāi)關(guān)由頻率為fs、占空比為25%的4 相時(shí)鐘發(fā)生器驅(qū)動(dòng)。

圖6 帶通濾波器的版圖Fig.6 Layout of the band-pass filter

當(dāng)中心頻率fs=1 GHz 時(shí),帶通濾波器的頻率特性如圖7 所示。由圖7 可見(jiàn),與前仿相比,后仿的S21略低,且前仿和后仿的結(jié)果均表明,引入耦合電容CPAL和電感LPAL后,帶外抑制有了很大改善。以后仿結(jié)果為例,引入耦合電容和電感后,最大帶外抑制由19 dB 提高到了46 dB。

圖7 帶通濾波器的頻率特性曲線(fs=1 GHz)Fig.7 Frequency characteristic curves of the band-pass fiter(fs=1 GHz)

為了驗(yàn)證基帶電容對(duì)增益的影響,當(dāng)跨導(dǎo)放大器放大倍數(shù)A保持不變、中心頻率fs=1 GHz 時(shí),不同基帶電容CBB的帶通濾波器增益仿真(后仿)結(jié)果如圖8所示。結(jié)果表明:基帶電容越小,帶通濾波器的增益越大。但考慮到寄生電容的存在,CBB不能太小。綜合考慮,設(shè)置帶通濾波器的CBB=20 pF。

圖8 不同電容值對(duì)應(yīng)的帶通濾波器增益曲線(fs=1 GHz)Fig.8 Gain curves of the band-pass filter corresponding to different capacitance values (fs=1 GHz)

圖9 為帶通濾波器正常工作時(shí)中心頻率fs的可調(diào)諧范圍的仿真(后仿)結(jié)果。由圖可知,帶通濾波器正常工作時(shí),中心頻率fs可調(diào)諧范圍為0.6～1.2 GHz,且在該范圍內(nèi),帶通濾波器的增益范圍為6.0～8.0 dB,這也表明帶通濾波器具有良好的增益提高性能。

圖9 帶通濾波器中心頻率可調(diào)諧范圍Fig.9 Tunable range of the band-pass filter center frequency

帶通濾波器的噪聲系數(shù)(NF)仿真結(jié)果如圖10 所示。由圖可見(jiàn),在中心頻率調(diào)諧范圍內(nèi),噪聲系數(shù)(NF)為2.8～5.3 dB(后仿),表明帶通濾波器具有良好的噪聲抑制性能。

圖10 帶通濾波器的噪聲系數(shù)(NF)Fig.10 Noise figure (NF) of the band-pass filter

圖11 為中心頻率fs=1 GHz 時(shí),帶通濾波器輸入三階交調(diào)點(diǎn)(IIP3)的仿真結(jié)果。由圖可知,帶通濾波器輸入三階交調(diào)點(diǎn)(IIP3)大于16.5 dBm(后仿),表明帶通濾波器具有良好的穩(wěn)定性。

圖11 帶通濾波器的IIP3Fig.11 IIP3 of the band-pass filter

表1 列出了本文提出的設(shè)計(jì)與其他類似工作的比較。從表1 可以看出,本文帶通濾波器的優(yōu)勢(shì)表現(xiàn)在:最大帶外抑制較大,增益較高,且綜合性能也較高。

表1 與其他文獻(xiàn)帶通濾波器的性能比較Tab.1 Performance comparison of band-pass filters with other literatures

3 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一款帶有傳輸零點(diǎn)的增益提高型N通道帶通濾波器,在有源濾波器的輸入端引入電容耦合N通道網(wǎng)絡(luò),輸出端引入電感耦合N通道網(wǎng)絡(luò),以提高通帶兩側(cè)的帶外抑制能力,抑制通帶附近的強(qiáng)干擾。帶通濾波器采用TSMC 40 nm CMOS 工藝設(shè)計(jì),應(yīng)用Cadence Spectre RF 軟件完成仿真驗(yàn)證。驗(yàn)證結(jié)果表明:當(dāng)電源電壓為1.1 V 時(shí),帶通濾波器的中心頻率fs可調(diào)諧范圍為0.6～1.2 GHz,增益值為6.0～8.0 dB,帶寬為19～20 MHz,噪聲系數(shù)為2.8～5.3 dB,當(dāng)fs=1 GHz 時(shí),帶通濾波器通帶兩側(cè)的最大抑制為46 dB。與其他類似濾波器相比,本文所提出的帶通濾波器不僅增益獲得了改善,并且具有帶外抑制能力強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn),可應(yīng)用于射頻接收機(jī)前端。