一種新型的混合MMC預(yù)充電策略

譚倫農(nóng)，韓磊

（江蘇大學(xué)電氣信息工程學(xué)院，江蘇 鎮(zhèn)江 212013）

模塊化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）由德國學(xué)者 R.Marquardt于 2001年首次提出，其優(yōu)越的特性使柔性直流輸電成為近年來研究的熱點(diǎn)[1-3]。在MMC柔性直流輸電系統(tǒng)運(yùn)行中，設(shè)置預(yù)充電可以避免出現(xiàn)較大的沖擊電流，因此有必要對其預(yù)充電進(jìn)行研究。目前對半橋型MMC預(yù)充電策略的研究較為充分[4-5]，但對混合子模塊的充電研究較少?；旌闲蚆MC主要沿用半橋型MMC的預(yù)充電模式，但是由于充電過程中，全橋子模塊（full-bridge sub-modules，F(xiàn)BSM）的充電速度是半橋子模塊（half-bridge submodules，HBSM）的2倍，所以在不控充電結(jié)束后兩者電壓有著很大差異，同時在后續(xù)的充電過程中，HBSM的工作依賴于自取電能，子模塊自取能的啟動電壓一般為額定電壓的25%，HBSM在此過程結(jié)束后可能達(dá)不到取能要求，同時兩類模塊的比例也會影響充電結(jié)果，因此需要提出一種通用的策略來對混合子模塊進(jìn)行充電。文獻(xiàn)[6]對混合型MMC的啟動進(jìn)行了數(shù)學(xué)上的理論推導(dǎo)，提出令FBSM工作在HBSM的模式來解決電壓不均衡問題，但忽略了初始狀態(tài)下FBSM同樣存在自取能不足的問題。文獻(xiàn)[7]提出了將兩類子模塊分組充電的方式，這種方法增加了充電時間且操作復(fù)雜。文獻(xiàn)[8]提出了啟動過程限流電阻保護(hù)策略。

本文對現(xiàn)有策略進(jìn)行改進(jìn)，通過FBSM延遲投入的方式消除了FBSM與HBSM電壓不均的現(xiàn)象，待兩類子模塊電壓相等時令FBSM工作在HBSM狀態(tài)，消除了子模塊充電速度差異的同時解決了FBSM占比較高時HBSM自取能不足的問題，該方法避免了分組充電且無需多次觸發(fā)IGBT動作，降低了復(fù)雜性，對不同子模塊配置比的混合型MMC有廣泛的適應(yīng)性。

1 傳統(tǒng)不控充電分析

圖1為基于HBSM和FBSM的子模塊混合型MMC以及兩類子模塊拓?fù)鋱D。每相由上、下兩個橋臂組成，每個橋臂有Nh個HBSM和Nf個FBSM，其中L0為橋臂電抗。

圖1 混合MMC與子模塊拓?fù)鋱DFig.1 Topology of hybrid MMC and SMs

由于啟動時子模塊電容達(dá)不到IGBT自取能的要求，半橋子模塊和全橋子模塊全部處于閉鎖狀態(tài)，交流線電壓對兩橋臂中Nh個半橋子模塊和2Nf個全橋子模塊進(jìn)行充電，以Uab為例，a，b兩相上橋臂充電如圖2所示。

圖2 Uab不控充電回路Fig.2 Uncontrolled charging circuit of Uab

當(dāng)不控充電結(jié)束時，全橋子模塊電壓Ucf，半橋子模塊電壓Uch以及交流線電壓峰值Ul的關(guān)系如下：

圖2中，a相上橋臂的全橋子模塊通過T2和T3所對應(yīng)的的反并聯(lián)二極管進(jìn)行充電，而b相上橋臂的全橋子模塊通過T1和T4的反并聯(lián)二極管進(jìn)行充電，也就是說無論充電電流ism方向如何，F(xiàn)BSM始終處于充電狀態(tài)，而HBSM只有在充電電流ism與參考方向相同時才會充電，因此HBSM充電時間只有FBSM的1/2，分析可得不控充電結(jié)束時全橋子模塊的電壓是半橋子模塊的2倍，即

MMC正常運(yùn)行時直流側(cè)電壓Udc與交流相電壓幅值Up滿足如下關(guān)系：

式中：M為調(diào)制比，一般取0.85。

MMC正常運(yùn)行時子模塊額定電壓記為Ucr，在不考慮子模塊冗余和全橋子模塊負(fù)電平工作的情況下，Udc等于某個橋臂所有子模塊電壓之和，即

結(jié)合式（1）～式（4）可得：

由于HBSM與FBSM充電速度不同，不同比例情況下不控充電結(jié)束時HBSM獲取的電能也不盡相同，F(xiàn)BSM比例的增加會減少HBSM充電時能量獲取，系統(tǒng)不控充電結(jié)束時，Uch/Ucr與k的關(guān)系如圖3所示。

由于IGBT的觸發(fā)依賴于自取能電源，當(dāng)子模塊電容電壓較低時，子模塊閉鎖，自取能的電容電壓一般為正常運(yùn)行的25%。由圖3可知，當(dāng)k大于2.5時HBSM的電容電壓小于額定值的25%，此時HBSM處于不控狀態(tài)，因此系統(tǒng)無法進(jìn)入可控充電階段。本文對已有充電策略進(jìn)行改進(jìn)，在不控充電結(jié)束時滿足子模塊自取能的同時，解決不同類型子模塊電壓不均衡的問題。

圖3 不控充電結(jié)束時Uch/Ucr與k的關(guān)系Fig.3 Relationship between Uch/Ucrand k at the end of uncontrolled precharging stage

2 改進(jìn)的充電策略

將不控充電分為HBSM充電、FBSM升壓和半控充電3個階段，流程圖如圖4所示。

圖4 改進(jìn)的混合MMC充電策略流程圖Fig.4 Flow chart of improved hybrid MMC charging strategy

2.1 HBSM充電階段

在啟動的初期僅投入HBSM進(jìn)行充電，將FBSM暫時旁路，此時充電模式與半橋型MMC不控充電階段相同。MMC充電的本質(zhì)是一個RLC回路，流過子模塊的電流ism為正時，電容充電，當(dāng)ism為負(fù)時，則不充電也不放電。系統(tǒng)啟動時各子模塊電容電壓為0，因此充電回路中的子模塊無法提供反向電動勢，兩相間相當(dāng)于短路，從而產(chǎn)生較大的沖擊電流，為此有必要接入限流電阻?？紤]到不控充電過程中電流大小難以精確計算，可以近似認(rèn)為交流線電壓第一次達(dá)到峰值時充電電流為最大值，設(shè)充電電流最大值為

式中：ω為MMC交流側(cè)角頻率；C為子模塊電容。

因此，限流電阻應(yīng)滿足以下條件：

2.2 FBSM升壓階段

HBSM電容電壓達(dá)到一定值后，將FBSM投入到充電過程中，利用全橋子模塊充電速度是半橋子模塊2倍的特點(diǎn)，使其電容電壓快速追平半橋子模塊，當(dāng)FBSM與HBSM電容電壓相同并滿足半控充電階段的電容電壓自取能要求時，進(jìn)入半控充電階段。階段結(jié)束時子模塊電壓取決于FBSM投入的時刻，值得注意的是，如果過早投入FBSM，當(dāng)FBSM和HBSM電壓持平時模塊達(dá)不到自取能要求，則無法進(jìn)入半控充電階段；如果投入時刻過晚，不控充電結(jié)束時FBSM達(dá)不到HBSM的電容電壓，造成電容電壓不均衡，因此將FBSM投入的時刻有一定的要求。

以極限情況為例，假設(shè)兩類子模塊電壓相等時回路中子模塊電壓之和恰好等于線電壓幅值，此時子模塊電壓為

結(jié)合式（3）、式（4）可得：

當(dāng)k取正無窮時，式（9）為最小值，此時Uc1/Ucr仍然大于0.25，即滿足階段要求的情況下子模塊電容電壓始終滿足其自取能要求。假設(shè)FBSM投入時HBSM的電容電壓為Uh1，F(xiàn)BSM投入到此階段結(jié)束時HBSM電壓增量為Uh2，F(xiàn)BSM的電容電壓為2Uh2，此時應(yīng)有：

由式（10）可得，階段結(jié)束時所有子模塊電壓均為2Uh1，為滿足子模塊自取能要求階段結(jié)束時FBSM電容電壓應(yīng)大于25%，結(jié)合式（9）可得約束條件：

2.3 半控充電階段

上個階段結(jié)束時FBSM與HBSM電壓相等且滿足自取能要求，將IGBT4常置1，此時FBSM只能通過IGBT1對應(yīng)的反并聯(lián)二極管進(jìn)行充電，當(dāng)ism為負(fù)時，子模塊電容被T3和T4的反并聯(lián)二極管短路，進(jìn)而無法充電，該模式下兩類子模塊充電速度相同，即只在電流ism為正時才進(jìn)行充電。同時，該階段子模塊電容已具備一定的電壓水平，參與充電的子模塊在充電回路中提供一定的反向電動勢，即便將限流電阻旁路，充電電流也遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于系統(tǒng)啟動時的電流水平，此時旁路限流電阻可以減少損耗，加快子模塊充電速度。當(dāng)子模塊電容電壓趨于平穩(wěn)時階段結(jié)束，結(jié)束時子模塊電壓為

3 仿真結(jié)果

為了驗(yàn)證文中所提出的充電策略，在PSCAD/EMTDC中搭建了混合MMC系統(tǒng)，系統(tǒng)交流線電壓有效值為300 kV，全橋子模塊與半橋子模塊個數(shù)均為12個，即k=1，子模塊電容C=5 000 μF，橋臂電抗L0=5 mH，限流電阻Rlim=500 Ω，額定直流電壓Udc=560 kV。預(yù)充電階段兩類子模塊電壓波形、直流電壓及橋臂電流波形如圖5～圖8所示。

由圖5～圖8可以看出，系統(tǒng)啟動瞬間橋臂沖擊電流ipa達(dá)到最大值，由于FBSM被旁路，當(dāng)HBSM電容開始充電的同時FBSM電容電壓始終保持為0，HBSM只能在ism為正時進(jìn)行充電，因此其電壓呈階梯狀上升。由于限流電阻的存在，啟動電流被限制在一個較小的值，避免沖擊電流過大對子模塊的影響，同時限流電阻不宜過大，否則充電時間會隨之增加。0.15 s時，F(xiàn)BSM投入充電，由于FBSM特殊的充電特性，其電容電壓迅速上升，速度大約為HBSM的2倍，因此FBSM可以快速追平HBSM的電壓水平。0.45 s時，F(xiàn)BSM與HBSM電容電壓相同，約為8.2 kV，正常運(yùn)行時子模塊電容電壓為24 kV，此時子模塊電壓大于正常運(yùn)行時25%，即滿足自取能要求，隨后將FBSM的IGBT4置1使其工作在HBSM模式，進(jìn)而使兩類子模塊獲得完全相同的充電速度?；旌螹MC在不控充電階段，直流電壓由上、下兩橋臂參與充電的HBSM和FBSM決定，不控充電時上、下橋臂的FBSM電壓方向相反而抵消，此時的直流電壓等于單橋臂HBSM子模塊電壓之和，當(dāng)FBSM工作在HBSM模式時，直流電壓為單橋臂FBSM與HBSM子模塊電壓總和，因此0.45 s時直流電壓發(fā)生了躍升。同時，由于充電回路中的子模塊數(shù)量減少了Nf個，0.45s時充電電流再次升高。3 s時兩類子模塊電壓約為17 kV，不控充電階段結(jié)束。

圖5 a相上橋臂FBSM電容電壓Fig.5 FBSM capacitor voltage of upper arm in phase a

圖6 a相上橋臂HBSM電容電壓Fig.6 HBSM capacitor voltage of upper arm in phase a

圖7 直流電壓波形Fig.7 Waveform of DC side voltage

圖8 a相上橋臂電流波形Fig.8 Waveform of upper arm current in phase a

4 結(jié)論

本文分析了混合MMC傳統(tǒng)的充電策略，指出了在全橋子模塊占比較高時，不控充電結(jié)束時HBSM存在自取能不足的問題，為解決該問題，提出了一種將FBSM延遲投入的策略，在保證HBSM自取能的情況下平衡了不控充電結(jié)束時兩類子模塊電壓不均的問題。同時，考慮到半控充電結(jié)束時FBSM與HBSM子模塊電壓和為線電壓幅值，為了保證兩類子模塊電壓均衡，對FBSM延遲投入的時間提出了要求，同時該方法對于不同子模塊比例的混合MMC廣泛適用。