開繞組電機(jī)伺服控制中開關(guān)電源的設(shè)計與應(yīng)用

馮君璞，洪俊杰，江梓丹

（廣東工業(yè)大學(xué)自動化學(xué)院，廣東 廣州 510006）

開繞組電機(jī)（open winding motor）的伺服驅(qū)動系統(tǒng)具有多電平的電壓輸出能力、可減少開關(guān)損耗、具備一定的容錯能力等優(yōu)勢，在國內(nèi)的高校研究及工業(yè)伺服控制的應(yīng)用日益增多[1]。開關(guān)電源通過高頻變壓器進(jìn)行電壓變換和電網(wǎng)隔離，相比傳統(tǒng)直流穩(wěn)壓電源具有高效、高穩(wěn)定性、體積小等優(yōu)點[2]。由于開繞組電機(jī)伺服驅(qū)動系統(tǒng)的雙逆變器拓?fù)漭^普通的電機(jī)單逆變器拓?fù)涠嘁粋€逆變器，所以該伺服驅(qū)動系統(tǒng)的供電電源設(shè)計十分重要。

針對開繞組電機(jī)伺服驅(qū)動電路的雙逆變器結(jié)構(gòu)，需為兩套逆變功率模塊及相應(yīng)的保護(hù)電路供電[3]。設(shè)計一種使用TOP247Y的兩路輸出單端反激式開關(guān)電源。兩路高精度、低紋波的5 V輸出分別為兩部分電路供電：1）每一路5 V電源可直接對保護(hù)電路芯片供電；2）通過B0515LS直流變壓模塊對逆變功率模塊供電[4]。這樣設(shè)計減少了高頻變壓器的次級輸出路數(shù)，從而減小高頻變壓器體積，降低了高頻變壓器的設(shè)計難度。實驗結(jié)果表明，該開關(guān)電源滿足開繞組電機(jī)伺服驅(qū)動電路的供電要求，穩(wěn)定性好，紋波小。

1 基本原理

1.1 開繞組電機(jī)伺服系統(tǒng)原理

開繞組電機(jī)即在不改動電機(jī)的電磁設(shè)計和機(jī)械結(jié)構(gòu)的情況下，將Y型中性點打開并在繞組兩端各接一個逆變器，構(gòu)成開繞組電機(jī)驅(qū)動拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[5]。其結(jié)構(gòu)如圖1所示。

由圖1可知，開繞組電機(jī)左右各有三個端子a1，b1，c1以及 a2，b2，c2，分別連接兩個三相逆變器INV1，INV2。單一的三相逆變器需要：1）獨立供給上三橋臂的電源3路；2）供給下三橋臂的電源1路；3）每個逆變器相應(yīng)的保護(hù)電路。則開繞組電機(jī)至少需要10路獨立電源供電[6]。

圖1 開繞組電機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of open winding motor

1.2 開關(guān)電源原理

開關(guān)電源使用TOPSwitch-GX系列芯片，可以在滿足反饋偏置電流工作范圍時調(diào)節(jié)占空比線性控制[7]，工作原理圖如圖2所示。

圖2 開關(guān)電源工作原理圖Fig.2 Schematic diagram of switching power supply

由圖2可知，市電220 V經(jīng)濾波后通過整流輸出直流母線電壓，輸入至反激式高頻變壓器及TOP電源芯片自啟動作用后輸出高頻矩形波電壓[7]，再通過三端穩(wěn)壓芯片（low dropout regulator，LDO）輸出穩(wěn)定直流電壓。而通過電壓采樣反饋電路和光耦傳輸電路反饋至電源芯片控制電流Ic端，從而控制MOSFET開關(guān)管以一定占空比導(dǎo)通[8]。即輸出電壓低時反饋至開關(guān)電源芯片的控制電流低，芯片將占空比上調(diào)從而使輸出電壓升高，當(dāng)輸出電壓高時則相反[9]，使電壓穩(wěn)定輸出。

2 開關(guān)電源設(shè)計

2.1 設(shè)計思路

開繞組電機(jī)伺服驅(qū)動系統(tǒng)拓?fù)湫枰獌蓚€逆變器及相應(yīng)的兩套保護(hù)電路，由1.1節(jié)可知，高頻變壓器次級至少需要輸出10路獨立電源，這增加了開關(guān)電源的設(shè)計難度。對于開關(guān)電源設(shè)計思路是通過輸出兩路大功率的5 V電壓，第1路5 V輸出作為逆變器INV1保護(hù)電路芯片的電源并供給逆變器INV1的四個直流電壓轉(zhuǎn)換模塊；第2路5 V輸出作為逆變器INV2保護(hù)電路芯片的電源并供給逆變器INV2的四個直流電壓轉(zhuǎn)換模塊。這樣設(shè)計既能減少高頻變壓器的次級輸出路數(shù)，降低開關(guān)電源的設(shè)計難度，還能減少開關(guān)電源輸出端使用的電力電子器件，降低干擾。

2.2 設(shè)計要求

輸入電壓UACin=220 V，考慮到電網(wǎng)波動，交流電最大值、最小值分別為Umax=260 V，Umin=180 V；電網(wǎng)頻率f=50 Hz；電源效率η=90%?？紤]到單路電壓需供給一個三相逆變器及對應(yīng)保護(hù)電路，每路輸出功率需留有一定裕量，總輸出功率Po=96 W；各路輸出如表1所示。

表1 開關(guān)電源各路輸出Tab.1 Switch power output

2.3 參數(shù)計算

濾波電解電容值按工程經(jīng)驗值3 μF/W來計算：

式中：Po為輸出功率，Po=96 W。

考慮裕量，濾波電解電容取Cin=330 μF/450 V[10]。

開關(guān)電源選用整流橋型號為GBJ2510，輸入直流電壓最小值為

式中：Umin為交流電最小值，Umin=180 V；tc為整流橋相應(yīng)時間，tc=3 ms；f為電網(wǎng)頻率，f=50 Hz；η為電源效率，η=90%。

輸入直流電壓最大值為

由直流電壓和反射電壓計算最大占空比，開關(guān)電源芯片選用TOP247Y，輸入電壓為220 V，一般設(shè)計反射電壓時選取15%的裕量[11]。反射電壓UOR為

式中：UTOP247Y為TOP247Y開關(guān)管耐壓值，UTOP247Y=600 V。

取UOR=135 V，則最大占空比Dmax為

式中：UDS為導(dǎo)通壓降，UDS=10 V。

初級繞組平均電流值IAVG為

根據(jù)平均電流值和最大占空比計算初級繞組峰值電流值Imax為

式中：Kpp為電流脈動系數(shù)，Kpp=0.6。

初級繞組峰值電流1.683 A小于TOP247Y的極限電流2.511 A，滿足TOP247Y的工作條件。

反激式高頻變壓器初級繞組電感為

式中：Z為損耗分配系數(shù)，Z=0.5；fs為電源芯片頻率，fs=132 kHz。

初級繞組電感選擇為550 μH。

選取高頻變壓器鐵心及骨架，磁芯面積乘積AP為

式中：Bw為工作磁通密度，Bw=0.2 T；Kw為窗口使用系數(shù)，Kw=0.4；Kf為波形系數(shù)（方波時），Kf=4；J為電流密度，J=5 A/mm2[12]。

查磁芯參數(shù)表選定PC40EE33磁芯，該磁芯的磁芯面積乘積 AP=1.153 cm4＞0.5193 cm4；磁芯有效截面積 Ae=114 mm2；窗口面積 Aw=101 mm2；根據(jù)經(jīng)驗公式計算磁芯最大功率Pt為

經(jīng)計算Pt=107.4 W＞Po，PC40EE33磁芯的磁芯面積乘積AP及輸出功率Po均滿足設(shè)計要求?？紤]到初級一路輸入，次級兩路12 V輸出及一路反饋偏置輸出，選用EE33立式6+6骨架，對應(yīng)針腳設(shè)計圖如圖3所示。

圖3 高頻變壓器針腳圖Fig.3 High frequency transformer pin

EE33立式6+6骨架中1～3腳為初級繞組輸入，5～6，8～9腳為次級繞組12 V電壓輸出，11～12腳為反饋偏置輸出，圖中帶點處為同名端。

初級繞組匝數(shù)Np為

式（11）中，初級繞組峰值電流值Imax=1.683 A，初級繞組電感Lp由式（8）得出，初級繞組取33匝。

次級輸出整流二極管選MBR20100CT，次級繞組匝數(shù)N1-2計算如下：

式中：Uon為導(dǎo)通壓降，Uon=0.85 V；U1-2為輸出電壓，U1-2=12 V。

1～2路輸出12V/4A，選取次級繞組匝數(shù)為3匝。

反饋偏置電路匝數(shù)NF計算如下：

式中：UF為輸出電壓，UF=12 V。

反饋偏置電路選取繞組匝數(shù)為3匝。

高頻變壓器氣隙δ計算如下：

式中：μ0為真空磁導(dǎo)率，μ0=4π×10-7H/mm；磁芯有效截面積Ae=114mm2；AL為電感系數(shù)，AL=3 840 nH/N2。

高頻變壓器線徑選取，初級線徑DP計算：

截面積SP計算：

穿刺深度d計算：

式中：ω為角速度；γ為電導(dǎo)率，γ=58×106S/m。

由于初級線徑Dp＞2d=0.364 mm，線徑大于2倍的穿刺深度，以及電流的趨膚效應(yīng)，為增大導(dǎo)線的表面積，需采用多股線繞制。

次級線徑Ds計算：

式中：Io為次級輸出電流，Io=4 A。

截面積Ss計算：

由于次級線徑Ds＞2d，線徑大于2倍穿刺深度，采用多股線繞制。查美國線規(guī)（American wire gauge，AWG），選用初級、次級導(dǎo)線如表2所示。

表2 高頻變壓器導(dǎo)線型號Tab.2 Type of conductor for high frequency transformer

3 開關(guān)電源外圍電路設(shè)計

3.1 次級整流濾波電路設(shè)計

次級兩路輸出繞組峰值反向電壓UPIVS為

反饋偏置電路峰值反向電壓UPIVF為

根據(jù)式（20）、式（21）的峰值反向電壓，選用整流二極管型號為MBR20100CT，峰值電流為20 A＞4 A。反饋偏置電路選用快開關(guān)二極管1N4148。濾波電路選用1 000 μF/16 V電解電容和1 μF/50 V的貼片電容并聯(lián)構(gòu)成低等效串聯(lián)阻抗，后加3.3 μH電阻式電感。

LDO芯片AMS1084可輸出低紋波、高精準(zhǔn)度的5 V電壓。考慮到最大輸入電流為4 A，為防止AMS1084芯片發(fā)熱嚴(yán)重，AMS1084芯片前端加黃金鋁殼電阻防止浪涌電流，同時作為功率負(fù)載，該電阻阻值及功率計算如下：

式中：UR為AMS1084CT-5.0輸入電壓；UAMSmax為芯片最大電壓；UAMSmin為芯片最小電壓；Io2為輸出電流；Po2為輸出功率。

根據(jù)式（22）選用5 Ω/75 W的黃金鋁殼電阻：

式中：Vmax為使用電阻后可輸出最大電壓。

通過式（23）驗證選用該型號電阻滿足開關(guān)電源設(shè)計的輸出要求。

3.2 其余電路

EMI濾波電路的π型電路X和Y電容選值計算：考慮電容耐壓值，CX選用0.1 μF/250 V AC的安規(guī)電容。

共模濾波電容CY：

式中：Ig為漏電流，根據(jù)IEC60335-1規(guī)定，對Ⅰ類漏電流不超過0.75 mA；f為電網(wǎng)頻率。

計算可得選用兩個10 μF/250 V的安規(guī)電容。

共模濾波電感L：

額定電流較大時，共模電感的線徑需增大，保留一定裕量，取5 mH。

文中選用DC-DC穩(wěn)壓轉(zhuǎn)換電源模塊B0515LS-1W為逆變器的各個IGBT供電，選用A0515-1W輸出±15 V為電流傳感器供電。電壓轉(zhuǎn)換模塊輸入端使用4.7 μF的貼片電容，輸出端使用1 μF/25 V的電解電容進(jìn)行濾波。

根據(jù)上文計算的高頻變壓器參數(shù)及外圍電路設(shè)計，開關(guān)電源整體設(shè)計電路如圖4所示。

圖4 開關(guān)電源設(shè)計圖Fig.4 Switch power supply design

4 實驗結(jié)果與分析

為驗證設(shè)計的可行性和效果，制作了該應(yīng)用于開繞組電機(jī)伺服驅(qū)動系統(tǒng)的開關(guān)電源。高頻變壓器次級輸出電壓波形如圖5所示。次級輸出以及LDO整形后輸出如表3所示。

圖5 輸出電壓波形圖Fig.5 Output voltage waveform

表3 各路輸出電壓Tab.3 Output voltages

從電壓波形中分析可知，該高頻開關(guān)電源輸出電壓穩(wěn)定、紋波系數(shù)小，達(dá)到設(shè)計要求，且該電源適用于開繞組電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)。

5 結(jié)論

根據(jù)開繞組電機(jī)伺服驅(qū)動系統(tǒng)的雙逆變器拓?fù)涞奶攸c，設(shè)計一種單端反激式開關(guān)電源，通過輸出兩路大功率的5 V電壓，第1路5 V輸出作為逆變器INV1保護(hù)電路芯片的電源并供給逆變器INV1的四個直流電壓轉(zhuǎn)換模塊；第2路5 V輸出作為逆變器INV2保護(hù)電路芯片的電源并供給逆變器INV2的四個直流電壓轉(zhuǎn)換模塊。該設(shè)計降低了高頻變壓器設(shè)計難度及開關(guān)電源體積。后續(xù)進(jìn)行電壓測試實驗，實驗結(jié)果證明，該開關(guān)電源輸出電壓穩(wěn)定、紋波系數(shù)小，達(dá)到設(shè)計要求，適用于開繞組電機(jī)伺服驅(qū)動系統(tǒng)。