一種高載頻的雙頻相位編碼信號產生方法

蘇紅艷，王 可

(1.江蘇電子信息職業(yè)學院 計算機與通信學院,江蘇 淮安 223003；2.南京航空航天大學 電子信息工程學院,江蘇 南京 210016)

0 引言

隨著雷達觀測場景的日趨復雜，雷達系統(tǒng)對信號載頻和帶寬的要求越來越高。雷達信號一般是通過電學方法產生的，如直接數(shù)字頻率合成器等，但是由于電子瓶頸的存在，產生的信號面臨低載頻、小帶寬和調制速率低的問題[1]。為了克服這一困難，光生雷達信號被廣泛地研究，賦予新體制雷達高載頻、大帶寬、寬調諧范圍和抗電磁干擾的優(yōu)勢[2-3]。

在雷達信號中，相位編碼信號具有很好的脈沖壓縮性能，可以克服常規(guī)雷達測距和測速矛盾的問題?，F(xiàn)階段，光學方法產生高載頻大調制速率的相位編碼信號已經成為熱點問題[4]。首先，超短光脈沖整形技術可以用來產生相位編碼信號。在文獻[5]中，空間光調制器(SLM)用來作為光頻譜整形器，整形光脈沖被注入到色散器件完成頻時映射，拍頻后產生了高載頻相位編碼信號。SLM雖然提供了好的調諧性，但色散器件的使用導致了系統(tǒng)笨重和高耗損。在文獻[6-7]中，2束受RF信號調制相干光脈沖通過邁克爾遜或馬赫增德爾干涉儀分開，并引入相反相位調制，經過光電轉換后，可以產生大時寬相位編碼信號。但空間分離結構使得這些方案面臨低穩(wěn)定性和環(huán)境敏感問題，且不易于集成。為了解決這一問題，基于偏振調制器的相位編碼方案被提出。偏振調制器是一個特殊的調制器，支持在2個偏振方向上完成相反的相位調制[8]?；谄裾{制器的方案雖然提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性，但缺乏倍頻操作，難以產生高載頻相位編碼信號。為了提高信號的載頻，基于集成調制器的方案被廣泛研究，如雙偏振馬赫增德爾調制器(DP-BPSKM)和雙偏振雙平行馬赫增德爾調制器(DP-DPMZM)等[9-10]。在這些研究中，RF信號調制產生可調諧光邊帶，基帶信號調制引入光載波相移，最終拍頻產生倍頻系數(shù)可調的相位編碼信號，具有很好的穩(wěn)定性，和高頻信號產生性能。

另一方面，多邊雷達系統(tǒng)由于采用多個載波頻率信號，可以有效探測目標的不同頻帶反射特性，觀測到目標更多更精確的信息，具有很好的探測性能和反隱身性能[11]。鎖模激光器可以用來產生多載頻相位編碼信號，信號載頻可通過MLL調諧[12]。但MLL導致了系統(tǒng)高成本問題，不易于廣泛使用。基于光頻梳和偏振調制的方法也可以產生多載頻相位編碼信號，但產生的多載頻信號通過一個PD輸出，后續(xù)需要多個帶通濾波器完成不同載頻信號的分離，多個帶通濾波器的使用限制信號的穩(wěn)定性和系統(tǒng)調諧性[13-14]。

本文采用DP-DPMZM和偏振選擇方案實現(xiàn)雙頻相位編碼信號的產生。設置馬赫增德爾調制器(MZM)工作在最大傳輸點產生偶數(shù)階邊帶，通過基帶調制MZM產生相移光載波，偏振耦合后45°和135°檢偏，即可在2個輸出端獲得載波4倍頻和2倍頻相位編碼信號；通過設置MZM工作在最小傳輸點產生奇數(shù)階邊帶，通過基帶調制MZM產生相移光載波，偏振耦合檢偏，即可在2個輸出端獲得載波3倍頻和基頻的相位編碼信號。方案中，相位編碼信號載頻可通過射頻調諧，信號調制速率可通過基帶調諧。由于基帶信號直接調制MZM的射頻輸入端，所提方案可以產生調制速率Gb/s量級的相位編碼信號。方案可以輸出載頻系數(shù)可調諧的相位編碼信號，且2路信號具有很好的相位相干性，可以應用在脈沖壓縮雷達和MIMO雷達系統(tǒng)。

1 基于微波光子技術的雙頻相位編碼信號產生原理

基于微波光子的雙頻相位編碼信號產生原理示意如圖1所示。

圖1 雙頻相位編碼信號產生示意Fig.1 Schematic diagram of the proposed dual-band phase code signal generator

系統(tǒng)由激光器、DP-DPMZM、偏振檢偏器(Pol)和光電探測器(PD)組成。DP-DPMZM是一個集成調制器，包含2個雙平行馬赫增德爾調制器(DMMZM)、90°偏振旋轉器(PR)和偏振合束器(PBC)[15]。方案中，光源產生線偏振光，通過PC注入DP-DPMZM，其中子調制器1和3受微波驅動，子調制器2受基帶驅動，子調制器4無微波驅動，僅受直流調制產生相移載波。通過合理的設置DP-DPMZM的調制系數(shù)和直流偏置電壓，所提方案可以產生倍頻系數(shù)可調的雙頻相位編碼信號。

1.1 產生載波4倍頻和2倍頻相位編碼信號

光源產生線偏振光E0(t)=E0exp(jωct)注入DPMZM1進行調制。設置DPMZM1的子調制器MZM1工作在最大傳輸點，子調制器MZM2為最小傳輸點，主調制器為最大傳輸點，此時，DPMZM1的輸出光信號可以表示為：

(1)

式中，m1為MZM1的調制系數(shù)；α為基帶信號調制系數(shù)；s(t)為基帶信號歸一化波形；Jn(·)為n階第1類貝塞爾函數(shù)。調整射頻信號功率使J0(m1)=0，而抑制輸出光信號的載波，忽略4階以上邊帶，式(1)可以被簡化為：

(2)

可以看出，DPMZM輸出偶數(shù)階邊帶。

載波4倍頻和2倍頻相位編碼信號產生原理如圖2所示。載波處為由基帶信號調制的擴展頻譜，DP-DPMZM上臂輸出光譜如圖2(a)所示;DP-DPMZM下臂輸出光譜如圖2(b)所示;檢偏器方向如圖2(c)所示;檢偏器1輸出光譜如圖2(d)所示;檢偏器2輸出光譜如圖2(e)所示;光電探測器1輸出如圖2(f)所示;光電探測器2輸出如圖2(g)所示。

圖2 載波4倍頻和2倍頻相位編碼信號產生原理Fig.2 Principle of frequency-quadrupling and frequency doubling phase code signal generation

在DPMZM2中，MZM3工作在最大傳輸點并受微波調制，相對于MZM1調制信號幅度相同，而相位相差90°，MZM4工作在最小傳輸點，主調制器工作在最小傳輸點，此時DPMZM2的輸出光信號為：

(3)

式中，載波通過J0(m1)=0抑制，忽略高階邊帶，式(3)可以簡化為：

Ebot(t)=E0(t)[2J2(m1)cos(2ωt)+2J4(m1)cos(4ωt)]。

(4)

可以看出，DPMZM2輸出光信號載波得到了抑制，由±2階和±4階邊帶組成，如圖2(b)所示。

2路DPMZM光信號通過PBC進行偏振耦合產生偏振正交光信號，如圖2(c)所示，在2個偏振方向上，都存在偶數(shù)階邊帶，但擁有不同的相位關系。DP-DPMZM輸出的偏振正交光信號，通過不同的檢偏器，即可分別產生2倍頻和4倍頻的相位編碼信號。

當Pol1實現(xiàn)45°檢波時，輸出光信號為：

Epol1(t)∝E0(t)[2sin[βs(t)]+4J4(m1)cos(4ωt)]。

(5)

此時，二階邊帶得到了抑制，得到了4階雙波長光信號，如圖2(d)所示。檢偏光信號通過PD1完成平方律檢波，拍頻電流為：

(6)

式中，η為PD的響應度;*為共軛運算?？梢钥闯?，PD1輸出電信號包含直流項、基帶項、8倍頻項和4倍頻相位編碼項，其中直流和基帶由于天線輻射帶寬而濾除，高頻信號由于PD頻率響應范圍而濾除。此時PD1產生了載波4倍頻相位編碼信號，如圖2(f)所示。

當Pol2實現(xiàn)135°檢波，輸出光信號可以表示為：

Epol2(t)∝E0(t)[2sin[βs(t)]-4J2(m1)cos(2ωt)]。

(7)

Pol2僅輸出2階邊帶和基帶調制邊帶，如圖2(g)所示。PD2拍頻電流可以表示為：

(8)

因此，當進行45°和135°檢波時，所提方案可以分別產生載波4倍頻和2倍頻的相位編碼信號。合理設置DP-DPMZM子調制器工作在其他傳輸點，載波3倍頻和基頻相位編碼信號同樣可以通過本文方案產生。

1.2 產生載波3倍頻和基頻相位編碼信號

在DPMZM1中，設置子調制器MZM1和MZM2工作在最小傳輸點，主調制器工作在最大傳輸點，此時DPMZM1輸出光信號為：

E0(t)[2sin[βs(t)]-2J1(m2)cos(ωt)+2J3(m2)cos(3ωt)],

(9)

式中，m2為MZM1的調制系數(shù)，式(9)忽略了三階以上邊帶?？梢钥闯觯珼PMZM1輸出光信號中包含±1階和±3射頻調制邊帶，和基帶調制邊帶，DP-DPMZM上臂輸出光譜如圖3(a)所示;DP-DPMZM下臂輸出光譜如圖3(b)所示;檢偏器方向如圖3(c)所示;檢偏器1輸出光譜如圖3(d)所示;檢偏器2輸出光譜如圖3(e)所示;光電探測器1輸出如圖3(f)所示;光電探測器2輸出如圖3(g)所示。

圖3 載波4倍頻和2倍頻相位編碼信號產生原理Fig.3 Principle of frequency-quadrupling and frequency doubling phase code signal generation

在DPMZM2中，設置子調制器MZM1、MZM2和主調制器MZM都工作在最小傳輸點，此時DPMZM2的輸出光信號為：

E0(t)[-2J1(m3)cos(ωt)+2J3(m3)cos(3ωt)] ，

(10)

式中包含±1階和±3射頻調制邊帶，如圖3(b)所示。

2路DPMZM光信號通過PBC進行偏振耦合，如圖3(c)所示，在2個偏振方向都存在奇數(shù)階邊帶，但幅度不同。

在檢波時，Pol1檢波角相對于PBC一個偏振方向為θ1，此時Pol1的輸出光信號為：

Epol1(t)=Eup(t)cosθ1+Ebot(t)sinθ1。

(11)

為了抑制Pol1輸出光信號的一階邊帶，應該滿足下述約束條件：

J1(m2)cosθ1+J1(m3)sinθ1=0。

(12)

Pol1輸出光信號如圖3(d)所示，拍頻電流：

i1(t)∝4sin2[βs(t)]cos2θ1+

4[J3(m2)cosθ1+J3(m3)sinθ1]2cos2(3ωt)+

8cosθ1[J3(m2)cosθ1+J3(m3)sinθ1]·

sin[βs(t)]cos(3ωt)，

(13)

可以看出，高頻輸出口產生了倍頻系數(shù)為3的相位編碼信號。

Pol2檢波角相對于PBC一個偏振方向為θ2，此時Pol1的輸出光信號為：

Epol1(t)=Eup(t)cosθ2+Ebot(t)sinθ2。

(14)

為了抑制Pol2輸出光信號的3階邊帶，應該滿足下述約束條件：

J3(m2)cosθ2+J3(m3)sinθ2=0。

(15)

Pol2輸出光信號如圖3(e)所示，拍頻電流：

i2(t)∝sin2[βs(t)]cos2θ2+

4[J1(m2)cosθ2+J1(m3)sinθ2]2cos2(ωt)-

4cosθ2[J1(m2)cosθ2+J1(m3)sinθ2]·

sin[βs(t)]cos(ωt)，

(16)

可以看出，在PD2輸出電流中，第3項為中心頻率ω的相位編碼信號，如圖3(g)所示。

因此，載波4倍頻、2倍頻相位編碼信號和載波3倍頻、基頻相位編碼信號可通過所提方案實現(xiàn)。產生信號的載頻受射頻信號調諧，碼率受基帶信號調諧。方案通過單一調制器實現(xiàn)了倍頻系數(shù)可調的相位編碼信號，且無光濾波器，具有很好的集成特性；高載頻和低載頻相位編碼信號分別從PD1和PD2輸出，不需要電流波器，具有很好的調諧性；2種載頻信號是通過調制相同光源實現(xiàn)的，具有很好的相位穩(wěn)定性和相干性。因此，本文方案可以應用在現(xiàn)代通信系統(tǒng)或MIMO雷達系統(tǒng)。

2 仿真與分析

為了驗證所提方案，采用OptiSystem和Matlab進行建模分析。在仿真中，光源輸出的線偏振光，載頻為193.1 THz，功率為15 dBm，線寬為10 MHz；DP-DPMZM的子調制器半波電壓為4 V，消光比為30 dB，插入損耗為5 dB；微波信號頻率為10 GHz，為了使輸入相位編碼信號功率最大化，PPG信號調制系數(shù)設置為π/2。PD的響應度設置為1 A/W，暗電流為10 nA，噪聲為1×10-22W/Hz。

首先在載波4倍頻和2倍頻相位編碼仿真中，2路微波信號調制系數(shù)設置在2.405，相位差為90°。PPG產生1 Gb/s的13位巴克碼“11111-1-111-11-11”。DPMZM1的輸出光譜圖如圖4所示，主要由±2階和±4邊帶構成，載波位置為基帶信號調制的擴展頻譜邊帶。

圖4 DPMZM1輸出光譜Fig.4 Output optical spectrum of DPMZM1

DPMZM2輸出光譜圖如圖5所示，由偶數(shù)階邊帶組成，且載波得到了有效抑制。由于采用了大的調制系數(shù)，六階邊帶出現(xiàn)了，電雜散邊帶抑制比為26 dB，遠小于4階邊帶；同時由于調制器有限的消光比，載波和±1階邊帶不能完全被抑制。

圖5 DPMZM2輸出光譜Fig.5 Output optical spectrum of DPMZM2

Pol1的45°檢波圖如圖6所示，可以看出±2光邊帶得到了有效抑制，僅剩下±4光邊帶和基帶調制邊帶。

圖6 Pol1輸出光譜Fig.6 Output optical spectrum of Pol1

Pol2的135°檢波圖如圖7所示，可以看出±4階光邊帶得到了有效抑制，僅剩下±2階光邊帶和基帶調制邊帶。因此，通過偏振選擇，可以產生光載波相移信號和±2或±4階光變帶信號。

圖7 Pol2輸出光譜Fig.7 Output optical spectrum of Pol2

Pol1檢偏光信號進行拍頻，輸出的電譜圖、波形圖、解調圖和自相關結果如圖8所示?？梢钥闯?PD輸出信號為40 GHz的相位編碼信號，載頻為輸入射頻信號的4倍。圖8(b)為信號波形，可以看出明顯的相位跳變，圖8(c)為相干解調結果，與輸入碼型相符，為“11111-1-111-11-11”。

圖8 PD1平方率檢波輸出結果Fig.8 Output of PD1 square-law detection

同樣，在圖9中，產生信號為20 GHz相位編碼信號，載頻為輸入射頻信號的2倍，為40 GHz，而相干解調結果為“11111-1-111-11-11”，與輸出相同。

圖9 PD1平方率檢波輸出結果Fig.9 Output of PD1 square-law detection

PD1和PD2輸出的雙載頻信號，時寬和碼率相同，所以表現(xiàn)出相同的自相關結果。PD2輸出波形的自相關結果如圖10所示，信號的主旁瓣比為11 dB，半高全寬為0.512 ns，對應的脈沖壓縮比為25.4。輸出信號具有較好的自相關性能，可以用在脈沖壓縮雷達中。同時，更好的自相關性能可通過采用更長的偽隨機碼提高。

圖10 PD2輸出波形自相關圖Fig.10 Auto-correlation of theoutput waveform from PD2

在載波3倍頻和基頻的相位編碼信號產生仿真中，2路微波信號的相位相同，調制系數(shù)分別設置為0.9和1.4。DPMZM1輸出光譜由±1和±3階光邊帶和相移載波組成，DPMZM2由±1和±3階光邊帶組成。2個DPMZM輸出的光信號通過PBC進行偏振耦合和Pol進行邊帶選擇。根據(jù)式(12)和式(13)可知，調制系數(shù)為0.9和1.4時，一階光邊帶抑制和三階光邊帶抑制的檢偏角分別為143°和164°。

當設置調制系數(shù)0.9和角度為143°時，Pol1的45°輸出光譜圖如圖11所示，可以看出±1光邊帶得到了有效抑制，僅剩下±3光邊帶和基帶調制邊帶。

圖11 Pol1輸出光譜圖Fig.11 Output optical spectrum of Pol1

當設置調制系數(shù)1.4和角度為164°時，Pol2的164°輸出光譜圖如圖12所示，可以看出±3階光邊帶得到了有效抑制，僅剩下±1光邊帶和基帶調制邊帶。因此，通過偏振選擇，可以產生光載波相移信號和±2或±4階光變帶信號。

圖12 Pol2輸出光譜圖Fig.12 Output optical spectrum of the Pol2

上路檢偏光信號注入PD完成光電轉換，輸出結果如圖13所示。圖13(b)為信號波形，可以看出明顯的相位跳變。圖13(c)為相干解調結果，與輸入碼型相符。輸出信號為載波30 GHz、調制速度2 Gb/s的相位編碼信號。因此，產生載波三倍頻的相位編碼信號。

圖13 PD1平方率檢波輸出結果Fig.13 Output of PD1 square-law detection

同樣，在圖14中，下臂產生了信號為10 GHz的相位編碼信號，載頻等于輸入射頻信號，而相干解調結果為“11111-1-111-11-11”，與輸入相同。

圖14 PD2平方率檢波輸出結果Fig.14 Output of PD2 square-law detection

PD1輸出波形的自相關結果如圖15所示，信號的主旁瓣比為11.2 dB，半高全寬為0.51 ns，對應的脈沖壓縮比為25.5。輸出信號具有較好的自相關性能，可以用在脈沖壓縮雷達中。

圖15 PD1輸出波形自相關圖Fig.15 Auto-correlation of the output waveform from PD1

因此本文方案同時產生高載頻和低載頻相位編碼信號，且2路信號具有很好的相位相關性，可以應用在雙邊雷達系統(tǒng)和MIMO雷達。通過設置PM-DPMZM的偏置點和Pol的檢偏角，載波4倍頻、2倍頻和3倍頻、基頻的相位編碼信號可以通過方案產生，充分證明了方案的可重構性和調諧性[16-17]。

3 結束語

針對雙頻相位編碼信號難以產生的問題，提出了基于DP-DPMZM和偏振選擇的方案。通過設置DP-DPMZM的直流偏置點分別產生載波抑制偶數(shù)階和奇數(shù)階光邊帶，設置檢偏角實現(xiàn)四階邊帶和二階邊帶或三階邊帶和一階邊帶的選擇，然后拍頻產生載頻4倍、2倍頻或3倍頻、基頻的相位編碼信號。方案中，采用偏振選擇完成相關邊帶的抑制，無需使用光濾波器；2路光信號分別拍頻產生相位編碼信號，無需使用電濾波器；方案采用一個集成調制器完成4種倍頻系數(shù)的相位編碼信號，具有很好的可重構性；信號的調制系數(shù)和載波可分別通過射頻信號和基帶信號調制，具有很好的調諧性。仿真中分別產生了調制速率2 Gb/s，載頻為40，20 GHz和30，10 GHz的相位編碼信號。產生信號具有較好的脈沖壓縮性能和相位相關性，可以應用在脈沖壓縮雷達和MIMO雷達系統(tǒng)。此外，方案中核心器件為DP-DPMZM，具有6個直流偏置點，可能存在直流偏置點漂移的問題。實際應用中，應增加直流偏置反饋控制環(huán)路加以優(yōu)化。