李亞洲,孫志偉,遲殿委
(山東外事職業(yè)大學(xué)信息與控制工程學(xué)院,山東 威海 264504)
隨著全球變暖環(huán)境問題日益突出,可再生能源如風(fēng)能、太陽能和水電被視為可靠地替代傳統(tǒng)能源(石油、天然氣或煤)。基于可再生能源的分布式發(fā)電系統(tǒng)DPGSs(Distributed Power Genera-tion Systems)在全球大發(fā)展[1-2]。微電網(wǎng)是一種利用可再生能源發(fā)電的小型發(fā)配電系統(tǒng)[3-6],它既可以實(shí)現(xiàn)孤網(wǎng)運(yùn)行,也可以與大電網(wǎng)并網(wǎng)運(yùn)行,在并網(wǎng)過程中微電網(wǎng)接入點(diǎn)的電壓、線路潮流、線路電流、電能質(zhì)量、繼電保護(hù)以及網(wǎng)絡(luò)可靠性等都將產(chǎn)生影響[7],而并網(wǎng)的目的就在于消除此影響,使微網(wǎng)在并網(wǎng)運(yùn)行模式下更為安全穩(wěn)定。通常采用LCL型逆變器作為輸出濾波器,與采用L濾波器相比,LCL濾波器是三階系統(tǒng),具有更好的高頻諧波衰減能力,可實(shí)現(xiàn)總電感值更小的條件下,具有相同的濾波效果,在直流逆變電力系統(tǒng)中被廣泛應(yīng)用[8-9]。
LCL濾波器傳遞函數(shù)特征方程中缺少一次項(xiàng),是不穩(wěn)定的,若不加以改進(jìn)或控制不當(dāng),會(huì)破壞系統(tǒng)穩(wěn)定性。其傳統(tǒng)解決方法是在LCL濾波器的電容支路中串入阻尼電阻,這種無源阻尼方式解決了系統(tǒng)的穩(wěn)定性問題,但電阻會(huì)帶來額外的有功功率損耗,從而使系統(tǒng)效率下降[10-13]。針對(duì)無源阻尼存在的不足,許多文獻(xiàn)提出了有源阻尼方法,有源阻尼是通過增加系統(tǒng)的反饋環(huán)節(jié)來抑制諧振峰[14-15],但這會(huì)增加系統(tǒng)的復(fù)雜性和額外的成本。針對(duì)電流反饋有源阻尼數(shù)字控制下的一拍滯后延時(shí)會(huì)降低系統(tǒng)穩(wěn)定裕度,限制并網(wǎng)電流環(huán)的環(huán)路增益和帶寬的提高,文獻(xiàn)[16-17]提出了并網(wǎng)電流二重采樣法,消除了采樣計(jì)算引入的一拍滯后,但在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)裝載兩次調(diào)制信號(hào),容易產(chǎn)生開關(guān)紋波。文獻(xiàn)[18]采用電容電流反饋有源阻尼方法,分析PI調(diào)節(jié)器參數(shù)和電容電流反饋系數(shù)等閉環(huán)參數(shù)對(duì)并網(wǎng)電流穩(wěn)態(tài)誤差、系統(tǒng)相位裕度和幅值裕度的影響,確定滿足要求PI調(diào)節(jié)器參數(shù)和電容電流反饋系數(shù),但是仍然需要反復(fù)試湊。
本文通過分析 LCL型雙閉環(huán)并網(wǎng)逆變器模型,建立了LCL型雙閉環(huán)控制器的空間矢量數(shù)學(xué)模型;其中內(nèi)環(huán)采用電容電流比例環(huán)節(jié),可有效抑制LCL濾波器的諧振峰,外環(huán)采用比例積分環(huán)節(jié),實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流控制;依據(jù)主導(dǎo)零點(diǎn)、主導(dǎo)極點(diǎn)法理論,提出了3條閉環(huán)系統(tǒng)零極點(diǎn)配置原則。以配置原則為依據(jù),討論了不同開環(huán)零極點(diǎn)下根軌跡在 s域左半平面的分布,推導(dǎo)出控制器內(nèi)外環(huán)參數(shù)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)特性的影響,得出控制器參數(shù)的限定范圍。最后,結(jié)合根軌跡對(duì)控制器參數(shù)進(jìn)行尋優(yōu),同時(shí)利用頻率分析法,通過幅相圖驗(yàn)證系統(tǒng)的對(duì)數(shù)頻率特性曲線是否滿足控制系統(tǒng)要求。仿真實(shí)驗(yàn)表明所提出的算法可獲得較好的系統(tǒng)穩(wěn)定性和高頻諧波抑制能力。
單相并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),如圖1所示。其中:L1,L2為濾波器電感;C為濾波器電容;電感L1、電感L2和電容C構(gòu)成LCL型濾波器。i1為逆變器輸出電流,Udc為逆變器直流輸入電壓;Vi為逆變器輸出電壓;i2為并網(wǎng)電流;R1為電感L1的內(nèi)阻以及繼電器開關(guān)、死區(qū)效應(yīng)、線路損耗等各種阻尼因素產(chǎn)生的逆變器側(cè)等效電阻,R2為網(wǎng)側(cè)等效電阻;VC為電容電壓,US為電網(wǎng)電壓。
圖1 單相并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Single-phase grid-connected inverter topology
根據(jù)圖1系統(tǒng)的拓?fù)錂C(jī)構(gòu),圖2建立了系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型結(jié)構(gòu)圖。
圖2 系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Math ematical model structure diagram of the system
由于電阻R1,R2很小,分析系統(tǒng)模型時(shí)可忽略,故由圖 2得到并網(wǎng)電流i2的傳遞函數(shù)數(shù)學(xué)模型,如式(1)所示。
圖3 LCL 濾波器Bode圖Fig.3 Bode diagram of LCL filter
LCL型單相逆變器雙電流環(huán)系統(tǒng)控制框圖如圖4所示。內(nèi)環(huán)采用電容電流比例環(huán)節(jié)、外環(huán)采用并網(wǎng)電流PI環(huán)節(jié)。圖中KC為內(nèi)環(huán)電容電流比例系數(shù);KP和KI分別是外環(huán)PI控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù);i2ref為并網(wǎng)指令電流。
圖4 電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖Fig.4 Block diagram of current double closed-loop control system
由圖4可得到網(wǎng)側(cè)電流i2,如式(2)所示。
不考慮電網(wǎng)電壓US對(duì)電網(wǎng)的影響,得到系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù),如式(3)所示。
R1、R2很小,分析系統(tǒng)特征時(shí)將其忽略,得到系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù),如式(4)所示。
式(4)中:K為根軌跡增益;z0為開環(huán)零點(diǎn);T為開環(huán)非主導(dǎo)極點(diǎn)時(shí)間常數(shù);rω為LCL濾波器諧振頻率。各個(gè)參數(shù)如式(5)所示。
由系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)可知,由于z0和T是未知的,故無法畫出系統(tǒng)的根軌跡圖。本文研究的重點(diǎn)就在于對(duì)閉環(huán)系統(tǒng)傳遞函數(shù)的零極點(diǎn)進(jìn)行配置,其配置原則是使閉環(huán)系統(tǒng)存在一對(duì)互為共軛的主導(dǎo)極點(diǎn)和一對(duì)互為共軛的非主導(dǎo)極點(diǎn)。由自控原理[28]可知,在實(shí)際工程應(yīng)用中,閉環(huán)主導(dǎo)零、極點(diǎn)距離虛軸較近,對(duì)系統(tǒng)的性能影響起主導(dǎo)作用;比主導(dǎo)極點(diǎn)距離虛軸2~3倍的閉環(huán)非主導(dǎo)零、極點(diǎn)可放在略去之列。由此可得:一方面應(yīng)使非主導(dǎo)極點(diǎn)遠(yuǎn)離虛軸,另一方面應(yīng)保證附加開環(huán)零點(diǎn)改善系統(tǒng)穩(wěn)定性和提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)特性的作用,故z0不可遠(yuǎn)離開環(huán)主導(dǎo)極點(diǎn),保持z0對(duì)閉環(huán)主導(dǎo)極點(diǎn)根軌跡圖的吸引力,使其發(fā)生向 s域左半平面方向的彎曲。
由以上分析,對(duì)閉環(huán)系統(tǒng)零、極點(diǎn)及根軌跡做出如下配置原則:
(1)主導(dǎo)極點(diǎn)為接近虛軸的一對(duì)共軛復(fù)根;
(2)非主導(dǎo)極點(diǎn)為一對(duì)共軛復(fù)根,且比主導(dǎo)極點(diǎn)距離虛軸2~3倍以上,且非主導(dǎo)極點(diǎn)的根軌跡在s域左半平面的實(shí)軸上存在分離點(diǎn)(d,0);
(3)開環(huán)零點(diǎn)z0在非主導(dǎo)極點(diǎn)距離虛軸 1/3處,且能吸引主導(dǎo)極點(diǎn)的根軌跡圖發(fā)生向s域左半平面方向一定程度的彎曲。
由配置原則(2)及根軌跡在實(shí)軸的分布可知,隨著根軌跡增益K的增大,非主導(dǎo)極點(diǎn)在分離點(diǎn)(d,0)處進(jìn)入 s域左半平面的實(shí)軸,一支趨向于(-z0,0),另一支趨向于無窮遠(yuǎn)處。故非主導(dǎo)極點(diǎn)共軛復(fù)根實(shí)部α的限定范圍為:
為優(yōu)化系統(tǒng)的整體性能,可加強(qiáng)非主導(dǎo)極點(diǎn)對(duì)系統(tǒng)作用。基于本文的控制器,在不違背原則(2)的思想下,容許非主導(dǎo)極點(diǎn)在一定范圍內(nèi)其進(jìn)入實(shí)軸,本文將在2.2節(jié)具體討論。
假定在最壞的情況下,為滿足系統(tǒng)的性能指標(biāo),非主導(dǎo)極點(diǎn)隨著根軌跡增益K的增大將趨于分離點(diǎn)(d,0)處。由以上配置原則及式(4),可得如下式(7)。
由式(7)及配置原則(2),得到分離點(diǎn)d,如式(8)所示。
由式(8)可知,1/T越大,分離點(diǎn)d距離虛軸越遠(yuǎn),非主導(dǎo)極點(diǎn)對(duì)系統(tǒng)的影響越??;但由式6可得,此時(shí)零點(diǎn)也將遠(yuǎn)離虛軸,違背配置原則(3)。故應(yīng)對(duì)參數(shù)T合理配置,而式(7)、式(8)中含有1/T的約束條件,由此,可得1/T的限定范圍,如式(9)所示。
由式(9)可知,1/T限定在約 0 .75ωr~ωr區(qū)間內(nèi)。為驗(yàn)證配置原則的正確性,選取參數(shù)1/T=0.9ωr,由式(7)、式(8)聯(lián)立得到參數(shù)z0=3.8032× 103。由此,畫出初步整定參數(shù)后閉環(huán)系統(tǒng)的根軌跡圖,如圖5所示。
圖5 參數(shù)初步整定閉環(huán)系統(tǒng)根軌跡Fig.5 Root locus of closed-loop system after initial setting parameter
由圖 5可知,即使非主導(dǎo)極點(diǎn)的根軌跡越過分離點(diǎn)進(jìn)入實(shí)軸,也將遠(yuǎn)離虛軸和主導(dǎo)極點(diǎn)的根軌跡圖;開環(huán)零點(diǎn)在分離點(diǎn)的 1/3處;主導(dǎo)極點(diǎn)的根軌跡接近虛軸。綜上所述,驗(yàn)證了系統(tǒng)根軌跡圖基本符合上文提出的3條配置原則。然而,從圖5中同時(shí)可得到,零點(diǎn)雖遠(yuǎn)離了非主導(dǎo)極點(diǎn),但距離開環(huán)主導(dǎo)極點(diǎn)的距離依然過大,導(dǎo)致主導(dǎo)極點(diǎn)根軌跡圖趨向s域左半平面的彎曲程度不足,使得阻尼比ζ過小,系統(tǒng)穩(wěn)定性下降。在根軌跡增益K= 6 .07× 1 011處,ζ取得最大值0.2,畫出閉環(huán)系統(tǒng)的Bode圖,如圖6所示。
由圖6可知,LCL諧振峰雖得到一定程度的抑制,但系統(tǒng)的相角裕度γ=22.7°,不足以滿足穩(wěn)定性要求,經(jīng)此驗(yàn)證,故還需對(duì)控制器參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化。
圖6 閉環(huán)系統(tǒng)Bode圖Fig.6 Bode diagram of closed-loop system
根據(jù)上節(jié)的分析,需要進(jìn)一步優(yōu)化控制器參數(shù)T和z0,基于此,本文采用根軌跡對(duì)控制器參數(shù)T和z0進(jìn)行尋優(yōu),并分析各參數(shù)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)、動(dòng)態(tài)特性的影響,通過幅相圖進(jìn)一步分析系統(tǒng)的對(duì)數(shù)頻率特性曲線,以此驗(yàn)證所優(yōu)化參數(shù)的可行性。
由上節(jié)分析可得:在控制器參數(shù)z0= 3 803,1/T= 1 .21× 1 04處,由于z0距離開環(huán)主導(dǎo)極點(diǎn)太遠(yuǎn),違背配置原則(3),造成阻尼比ζ小于0.2,在根軌跡中無法找到滿意的閉環(huán)系統(tǒng)特征根,故需加強(qiáng)附加閉環(huán)零點(diǎn)的作用,使主導(dǎo)極點(diǎn)的根軌跡圖進(jìn)一步趨向 s域左半平面方向彎曲,提高系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度。由此,分別取z0= 3 400,z0=3000,z0= 2 600,得到圖7所示,閉環(huán)系統(tǒng)的根軌跡圖。
會(huì)計(jì)故意性信息失真是指會(huì)計(jì)活動(dòng)當(dāng)事人(包括國有企事業(yè)、非公有制企業(yè)、上市公司、中介服務(wù)機(jī)構(gòu))出于各種目的,利用會(huì)計(jì)規(guī)范給會(huì)計(jì)活動(dòng)當(dāng)事人的靈活性,事先經(jīng)過周密安排而從主觀上故意有偏向性或誘導(dǎo)性的提供信息或者違背會(huì)計(jì)規(guī)范,制造假賬,而造成的信息失真。[1]會(huì)計(jì)故意性信息失真分為二類:第一類如銀廣廈、瓊民源的財(cái)務(wù)報(bào)告完全是無中生有、惡意編造,違背社會(huì)道德和法律;第二類是利用內(nèi)外串通,共同操縱、利用信息不對(duì)稱和財(cái)務(wù)技能的優(yōu)勢共同作弊。
圖7 不同開環(huán)零點(diǎn)z0下的根軌跡Fig.7 The system root locus with different parameters for z0
由圖7可知,減少z0后,主導(dǎo)極點(diǎn)的根軌跡圖明顯趨向s域左半平面方向彎曲;由于z0距離開環(huán)非主導(dǎo)極點(diǎn)相對(duì)較遠(yuǎn),難以對(duì)其根軌跡圖有所影響,故非主導(dǎo)極點(diǎn)的根軌跡圖沒有太大的變化。由圖7可知,隨著z0的遞減阻尼比ζ增大,系統(tǒng)穩(wěn)定裕度提高。圖10中閉環(huán)系統(tǒng)Bode圖的相角裕度、幅值裕度可驗(yàn)證上文分析的正確性。
為優(yōu)化1/T參數(shù),選取圖 7中ζ取得最大值時(shí)的z0,即當(dāng)z0= 2 600時(shí),分別取 1 /T= 0 .9ωr、0.84ωr、 0 .78ωr。得到如圖8所示,閉環(huán)系統(tǒng)的根軌跡圖。
由圖8可知,正如式(7)、式(8)中的描述,隨著1/T的遞減,非主導(dǎo)極點(diǎn)的根軌跡圖將快速地趨向虛軸方向;同時(shí),主導(dǎo)極點(diǎn)的根軌跡圖趨向 s域左半平面的零點(diǎn)方向;相對(duì)于前者,這種影響似乎過小,但對(duì)于提高系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度是不可或缺的,如圖7所示,在優(yōu)化參數(shù)z0時(shí)其值并沒有大幅度改變,因?yàn)檫^度的減小z0雖可增強(qiáng)系統(tǒng)的阻尼效果,提高系統(tǒng)穩(wěn)定裕度,但此時(shí)系統(tǒng)在基波頻率處的相角會(huì)下降,導(dǎo)致并網(wǎng)電流的相位落后網(wǎng)側(cè)電壓。故在不違背配置原則(2)的思想下,可適宜減小1/T,加強(qiáng)非主導(dǎo)極點(diǎn)對(duì)系統(tǒng)的影響,或允許在一定的范圍內(nèi)非主導(dǎo)極點(diǎn)過分離點(diǎn)內(nèi)進(jìn)入實(shí)軸。
圖8 1/T參數(shù)不同下的系統(tǒng)根軌跡Fig.8 The system root locus with different parameters for 8 1/T
由圖 7、圖 8及對(duì)系統(tǒng)頻率特性曲線地分析可知:z0和1/T共同作用于系統(tǒng)的幅值裕度、相角裕度,影響系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性和穩(wěn)定性。減小z0可加強(qiáng)附加零點(diǎn)的作用,即提高系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)特性,但會(huì)使并網(wǎng)電流在基波頻率處的幅值增益和相角偏離1和0,無法與電網(wǎng)電壓保持同相位;而z0取得過大,將減小系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度。為兼顧系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)特性,應(yīng)合理地選擇z0使系統(tǒng)獲得良好的動(dòng)態(tài)特性和一定的穩(wěn)定性,同時(shí)減小1/T補(bǔ)償系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度。
綜合所述,按照上文提出的3條配置原則,結(jié)合根軌跡圖即可整定和優(yōu)化參數(shù)z0和1/T,在根軌跡圖中選擇K的值,再由公式(4)即可得到雙閉環(huán)控制器參數(shù)。
由自控原理可知[28],二階系統(tǒng)的相角裕度γ只與阻尼比ζ有關(guān),且為ζ的增函數(shù),通常要求相角裕度達(dá)到30°~60°,阻尼比ζ= 0 .4~0.8為宜。此時(shí)超調(diào)量適度,調(diào)節(jié)時(shí)間較短,相角裕度滿足要求。按照以上步驟,要求系統(tǒng)的阻尼比ζ= 0 .51,選取最終優(yōu)化參數(shù):1/T= 0 .78wr,z0= 2 400。加入網(wǎng)側(cè)電阻R1、R2后,最后得出參數(shù)優(yōu)化后實(shí)際系統(tǒng)的根軌跡,如圖9所示。
圖 9中,在根軌跡與阻尼比ζ= 0 .51的交點(diǎn)處,根軌跡增益K= 8 .34× 1 011,此時(shí),非主導(dǎo)極點(diǎn)雖越過分離點(diǎn),但與主導(dǎo)極點(diǎn)復(fù)實(shí)部的比值分別為2.3和3.1;主導(dǎo)極點(diǎn)的根軌跡圖趨向零點(diǎn)方向的變形程度增大,阻尼比ζ最大可取得0.55;綜上所述,系統(tǒng)根軌跡圖均滿足上文提出3條配置原則。由公式(4)分別求得控制器內(nèi)外環(huán)參數(shù):KC= 2 5.347,KI= 9 47.62,KP= 0 .395;由此,畫出優(yōu)化后實(shí)際系統(tǒng)的Bode圖,如圖10所示。
圖9 參數(shù)優(yōu)化后的實(shí)際系統(tǒng)根軌跡Fig.9 The actual system root locus after parameters optimization
圖10 優(yōu)化后的系統(tǒng)Bode圖Fig.10 Bode diagram of the system after optimization
由圖10可知,系統(tǒng)在基波頻率處的幅值和相角接近于1和0,并網(wǎng)電流具有較好的跟隨性能,且系統(tǒng)的帶寬較大;LCL濾波器諧振峰得到有效抑制;系統(tǒng)的相角裕度γ=39°,幅值裕度h=7.7dB,滿足二階系統(tǒng)穩(wěn)定性要求;由此,驗(yàn)證了上文分析的正確性。
為驗(yàn)證本文控制器優(yōu)化的參數(shù)是否合理,選取了一臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī),參數(shù)如表1所示,并對(duì)其進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)。
表1 并網(wǎng)逆變器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)Tab.1 The experimental prototype parameters of grid-connected inverter
在電網(wǎng)電壓無有諧波的狀態(tài)下,仿真實(shí)驗(yàn)表明,并網(wǎng)電流的THD不足2%。為驗(yàn)證控制器對(duì)諧波的抑制能力,參照文獻(xiàn)[29],電網(wǎng)電壓US共同注入 3、5、7、9、11、13、21、33、41次諧波,相對(duì)于基波幅值分別為10%、5%、3%、3%、2%、2%、1%、1%、0.25%,得到含有多次諧波、THD為 11.25%的網(wǎng)側(cè)電壓US;當(dāng)指令電流有效值為25A時(shí),得到并網(wǎng)電流i2的波形。如圖11所示。
圖11 含有多次諧波的電網(wǎng)電壓US波形及并網(wǎng)輸出電流i2波形Fig.11 voltage waveform of USwith multiple harmonics and waveform of grid-connected current i2
對(duì)并網(wǎng)輸出電流i2進(jìn)行快速傅里葉分析(FFT),得到各次諧波含量的百分比,如圖12所示;其并網(wǎng)電流i2總諧波抑制比(THD)為7.26%。
圖12 并網(wǎng)電流i2諧波含量百分比Fig.12 Harmonic content percentage of grid-connected current i2
為驗(yàn)證并網(wǎng)電流突變時(shí)對(duì)網(wǎng)側(cè)電壓的敏感程度,在上述網(wǎng)側(cè)諧波下,指令電流在峰值處由有效值20A突變到40A得到并網(wǎng)電流的動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形,如圖13所示。
圖13 并網(wǎng)電流的突變波形Fig.13 Mutation waveform of grid-connected current
由圖13可知,并網(wǎng)電流突變過程的超調(diào)量僅為14%,動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間小于2 ms,由此驗(yàn)證了并網(wǎng)電流的快速響應(yīng)能力。對(duì)其進(jìn)行其傅里葉分析,如圖14所示,可得并網(wǎng)電流的THD僅為8.99%。
圖14 并網(wǎng)電流i2突變時(shí)諧波含量百分比Fig.14 Harmonic content percentage for mutation waveform of grid-connected current i2
本文通過分析系統(tǒng)根軌跡,應(yīng)用頻域法對(duì)逆變器雙閉環(huán)控制的參數(shù)進(jìn)行了設(shè)計(jì)和優(yōu)化,得出以下結(jié)論:
(1)建立了逆變器控制系統(tǒng)模型。
(2)從工程實(shí)際出發(fā),根據(jù)主導(dǎo)極點(diǎn)法提出3條閉環(huán)系統(tǒng)零極點(diǎn)配置原則,由此原則畫出系統(tǒng)根軌跡圖;通過根軌跡和頻域分析法整定和優(yōu)化控制器參數(shù),分析了控制器參數(shù)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)特性的影響。
(3)選擇了一臺(tái)樣機(jī)進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn),仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,本文所優(yōu)化的控制器參數(shù)對(duì)于控制系統(tǒng)具有較好的魯棒性、系統(tǒng)穩(wěn)定性以及抑制諧波的能力。