礦用變頻器輻射電磁干擾特性分析

楊 洋， 楊 楨， 榮 相， 史 晗， 眭先明

(1. 遼寧工程技術(shù)大學電氣與控制工程學院， 遼寧 葫蘆島 125105； 2. 中煤科工集團常州研究院有限公司， 江蘇 常州 213015； 3. 天地(常州)自動化股份有限公司， 江蘇 常州 213015)

1 引言

經(jīng)過十幾年的發(fā)展，礦用變頻器已經(jīng)在煤礦的生產(chǎn)、運輸、通風等環(huán)節(jié)得到廣泛的運用[1]。大量變頻器的使用對周圍其他設(shè)備也帶來了許多影響：變頻器工作時繼電保護器誤動作，PLC工作異常，安全監(jiān)控系統(tǒng)誤報警等等，從現(xiàn)場情況來看大多都是附近變頻器產(chǎn)生的干擾所引起的[2，3]。

對于變頻器的電磁干擾，相關(guān)學者主要從傳導和輻射兩方面進行了大量研究。對于傳導電磁干擾，曹海洋等[4]建立了大功率雙三電平變頻調(diào)速系統(tǒng)的各部分高頻模型，并詳細分析了傳導干擾的傳輸路徑；張忠彪等[5]以現(xiàn)代變頻驅(qū)動系統(tǒng)為研究對象，分析了系統(tǒng)中傳導干擾產(chǎn)生的原因和耦合路徑，并設(shè)計了一種地線LC濾波器來代替?zhèn)鹘y(tǒng)高階EMI濾波器；孟進等[6]基于雙重傅里葉積分方法建立了三相PWM逆變器差模干擾源和共模干擾源的數(shù)學模型，并研究了PWM調(diào)制方式對電磁干擾的影響，結(jié)果表明空間矢量脈寬調(diào)制方式下干擾量值最大，斷續(xù)PWM方式下最小。而對于變頻器輻射電磁干擾的研究大多以測量為主。鄒哲強等[7]采用示波器和頻譜分析儀對井下變頻器等設(shè)備的中低頻段電磁干擾源進行了測量分析，得出變頻器等設(shè)備為主要的電磁干擾源的結(jié)論；辛中華等[8]調(diào)查走訪了多家煤礦，分析研究了產(chǎn)生電磁干擾的原因并對主要設(shè)備的干擾情況進行了現(xiàn)場測試，結(jié)果表明變頻器發(fā)射干擾的頻段很寬，低頻分量較大，且超過了頻段標準限值。對于電磁輻射模型的相關(guān)研究，國內(nèi)華北電力大學[9-11]根據(jù)天線理論，采用FEKO軟件搭建了換流閥天線模型，通過與實際測量對比，證明了方法的可靠性。

本文基于兩電平電壓源型防爆變頻器，采用以矩量法為核心的電磁場仿真軟件FEKO搭建變頻器輻射天線模型，用以研究分析變頻器工作狀態(tài)下輻射干擾情況，為今后電磁干擾抑制方法的研究提供理論依據(jù)。

2 變頻器拓撲結(jié)構(gòu)和調(diào)制方式

變頻器可以看作是一個PWM脈沖發(fā)生裝置，大量脈沖信號會通過導體部分以一定的方式發(fā)射出去，形成干擾。因此PWM脈沖的生成原理對于干擾源的分析尤為重要。圖1為交直交電壓源型兩電平變頻器基本電路拓撲圖。其電路包含了由6個二極管組成的三相不可控整流橋、由平波電容形成的濾波電路和由6個IGBT以及與之反并聯(lián)的二極管組成的三相橋式逆變電路三部分。

圖1 電壓源型兩電平變頻器拓撲圖Fig.1 Topology diagram of voltage source two-level inverter

變頻器工作過程：三相電源經(jīng)三相不控整流形成脈動的直流電，再經(jīng)過濾波電容平波后，得到一個相對恒定的直流電壓源。該電壓加到三相橋式逆變器的兩端，通過IGBT的“通”和“斷”，在電機側(cè)獲得幅值恒定、脈寬和頻率可調(diào)的電壓脈沖序列。為了防止電路短路，逆變器采用180°導通型，即處于同一橋臂的上下兩個IGBT元件不能同時導通。因此，只考慮上橋臂開關(guān)狀態(tài)，令I(lǐng)GBT導通為“1”斷開為“0”，這樣就得到表1的逆變器開關(guān)狀態(tài)表。

表1 逆變器開關(guān)狀態(tài)表Tab.1 Inverter switch status table

所研究的變頻器采用電壓空間矢量作為調(diào)制方式，關(guān)于此調(diào)制方式的相關(guān)研究很多[12-14]，這里不再贅述。

3 變頻調(diào)速系統(tǒng)天線模型的建立

3.1 電磁干擾計算方法

矩量法是將連續(xù)的積分方程離散化，由于積分方程自動滿足輻射邊界條件，這使得矩量法對于求解變頻器這種復雜物體的輻射電磁場比其他數(shù)值解法更有優(yōu)勢[15]。FEKO軟件核心是矩量法，首先計算出天線表面的線(面)電流和線(面)磁流，然后利用這些參數(shù)結(jié)合電磁場數(shù)值計算方法求得相關(guān)場強。

圖2 公共邊及對應(yīng)的三角面元對結(jié)構(gòu)Fig.2 Common edge and corresponding triangular face element pair structure

用偶極子模型來等效通過公共邊ln的面電流分布，等效電偶極子偶極矩m表示為：

(1)

式中，msn為第n個偶極子模型對應(yīng)的偶極矩，即

(2)

(3)

式中

(4)

(5)

式中，R=r-r′；R=|R|；η和k分別為自由空間的波阻抗和波數(shù)。

對于任意形狀線天線[11]，設(shè)長度為L，半徑為a，電磁波波長為λ。a<

E=-jωA-▽φ

(6)

式中，ω為電磁波角頻率；A為磁矢位；φ為標量電位。對于線天線：

(7)

(8)

另外，根據(jù)Lorentz規(guī)范：

▽·A=-jωμεφ

(9)

利用矩量法求得面電流與線電流代入以上公式，最終求得電場強度。

3.2 干擾源分析

變頻調(diào)速系統(tǒng)在穩(wěn)定運行期間，會向外輻射產(chǎn)生電磁干擾，主要的干擾源是變頻器，而變頻器之所以能產(chǎn)生持續(xù)的電磁干擾，主要是逆變器功率開關(guān)元件IGBT頻繁地導通和關(guān)斷，此過程中產(chǎn)生極高的du/dt和di/dt[17]。如圖3為實測開通、關(guān)斷瞬間IGBT兩端電壓的波形圖。

圖3 IGBT開斷波形Fig.3 IGBT turn-on and turn-off waveform

從圖3中可以看出電壓從40 V上升到1.7 kV僅用了1.12 μs，從1.54 kV下降到-180 V同樣也只用了1.12 μs，如此高幅值快速變化的電壓或電流脈沖會通過連接的電抗器、變壓器和調(diào)速電機等形成傳導電磁干擾；另一方面通過逆變器疊層母排、直流母排和連接線路等向空間輻射電磁能量，形成輻射電磁干擾；由于變頻調(diào)速系統(tǒng)存在寄生電感和寄生電容，傳導電磁干擾通過寄生電感和寄生電容后產(chǎn)生瞬態(tài)的電壓和電流脈沖，也會形成輻射電磁干擾。圖4為變頻調(diào)速系統(tǒng)電磁干擾傳播路徑。

圖4 變頻調(diào)速系統(tǒng)電磁干擾傳播路徑Fig.4 Electromagnetic interference propagation path of variable frequency speed regulation system

3.3 變頻調(diào)速系統(tǒng)天線模型

由3.2節(jié)分析可知，變頻調(diào)速系統(tǒng)主要干擾源來自于逆變器功率元件產(chǎn)生的電壓脈沖，因此，為準確獲得電磁干擾源，采用高分辨率的探頭及高性能示波器多次測量逆變器橋臂電壓，并最終挑選出典型波形。

圖5(a)為示波器2.5 ms縮放下的連續(xù)電壓脈沖，可以看出脈沖有密集和稀疏階段。根據(jù)電磁兼容的要求，變頻器工作時所產(chǎn)生的電磁干擾應(yīng)不影響周圍設(shè)備，所以在選擇干擾源電壓時，考慮干擾最嚴重的情況。因此采用密集階段最短周期的電壓脈沖，如圖5(b)所示。

圖5 IGBT端電壓脈沖波形Fig.5 IGBT terminal voltage pulse waveform

通過傅里葉變換，得到圖6干擾源電壓幅頻域上的波形。表2列出了典型頻率下干擾源電壓幅值。結(jié)合圖6和表2可以看出隨著頻率的升高電壓幅值呈下降趨勢，將各頻點電壓幅值作為饋電源加入天線模型中。

圖6 干擾源電壓幅頻特性Fig.6 Interference source voltage amplitude-frequency characteristics

表2 典型頻率干擾源電壓幅值Tab.2 Typical frequency interference source voltage amplitude

變頻器外部連接三相電源與調(diào)速電機，設(shè)電源進線為理想導體，將調(diào)速電機以及內(nèi)部安裝的電抗器、直流電感、濾波器用集中阻抗代替。設(shè)備外殼以及母排等效成面天線，將測量得到的干擾源電壓加在IGBT所在母排上，按照變頻調(diào)速系統(tǒng)實際運行的情況相連接，建立變頻調(diào)速系統(tǒng)天線模型，如圖7所示。采用矩量法將面天線和線天線進行剖分，并用RWG基函數(shù)做電流展開，計算天線表面的面(線)電流和面(線)磁流，按照3.1節(jié)所介紹的方法計算變頻調(diào)速系統(tǒng)天線模型在空間中所產(chǎn)生的電磁場，以此來研究變頻器工作時產(chǎn)生的輻射電磁干擾。

圖7 變頻調(diào)速系統(tǒng)天線模型及其剖分效果Fig.7 Antenna model of variable frequency speed regulation system and its split effect

4 電磁干擾特性分析

基于所搭建的天線模型，將大地設(shè)置為理想導體，計算變頻調(diào)速系統(tǒng)正常運行狀態(tài)下向空間輻射的電場強度。下面從近場和遠場兩方面對計算結(jié)果進行分析。由于EMI接收設(shè)備以及仿真計算結(jié)果均是以dB為單位，此單位與V/m換算關(guān)系如下：

E′=20lgE

(10)

式中，E與E′單位分別為V/m、dB。

4.1 近場特性

為分析變頻器內(nèi)部電磁干擾分布情況，通過變頻器內(nèi)部設(shè)置了三處近場計算區(qū)域，分別對應(yīng)模型坐標位置為：(X=0,-200

圖8 變頻器內(nèi)部場強分布Fig.8 Field strength distribution inside inverter

從圖8中4個頻點的內(nèi)部場強分布可以看出，高場強分布位置均被限制在了變頻器機殼內(nèi)部，機殼很好地起到了屏蔽作用。各頻點逆變器疊層母排與散熱片之間場強均最大，其中0.1 MHz頻點最大值達到了37.5 dBV/m。其次是進出線電纜、各元器件以及內(nèi)部連接線處，明顯高于其他位置，證明了圖4電磁干擾傳播路徑的合理性。

逆變器的散熱片安裝于機殼的背部，根據(jù)上文分析此處干擾較為嚴重，因此距機殼背部2 cm位置專門設(shè)置了近場計算區(qū)域，如圖9所示。

圖9 機殼背部場強分布Fig.9 Field strength distribution on back of chassis

由圖9可以看出，散熱片安裝位置處的電場強度在各頻點場強分布中均較大。且隨頻率的增大進線電纜位置處高場強分布占比越來越大，所以高頻下，電纜的電磁干擾更為嚴重。數(shù)值上，從各頻點場強最大值來看，隨頻率的提高場強減小。為了進一步研究散熱片位置處場強隨計算距離的變化情況，每隔0.5 m設(shè)置一個計算點，計算了0～10 m距離的場強分布情況，如圖10所示。

圖10 場強隨距離分布Fig.10 Distribution of field strength with distance

分析圖10，各頻點電場強度隨距離的增大逐漸減小，其中0～0.5 m內(nèi)電場強度下降速度最快，0.5 m以后場強曲線逐漸趨于平緩，且0.1 MHz、0.3 MHz以及0.5 MHz頻點場強趨于一致。根據(jù)《GB17626.6電磁兼容試驗和測量技術(shù)》中規(guī)定頻率為0.15～80 MHz的無線電干擾限值為1 V/m(約120 dBμV/m)，0.5 m以外各頻點均符合此限值[11]。

變頻器調(diào)速系統(tǒng)在井下工作驅(qū)動輸送機、通風機等設(shè)備，根據(jù)巷道位置情況可單獨設(shè)置放變頻器的房間，或直接放置在巷道內(nèi)。其附近一般會有組合開關(guān)、移動變電站以及皮帶控制箱等配套設(shè)備，變頻器產(chǎn)生的干擾對周圍這些設(shè)備的正常工作會有很嚴重的影響。因此，為了分析變頻器周圍受到的干擾情況，計算了距變頻器前后左右四面0.5 m處電場強度，圖11為0.1 MHz、0.5 MHz、1 MHz、5 MHz及20 MHz頻點場強分布。

圖11 變頻器四面0.5 m近場分布Fig.11 0.5 m near field distribution on all sides of inverter

從圖11中可以看出變頻調(diào)速系統(tǒng)在穩(wěn)定運行期間，在其周圍四面產(chǎn)生的電磁干擾具有明顯的方向性，均是以進出線電纜為中心向四周擴散減小，其中0.1 MHz頻點場強最大值為-9 dBV/m，20 MHz最大值為-37.5 dBV/m。因此需要特別注意，在放置其他設(shè)備時應(yīng)盡量遠離變頻調(diào)速系統(tǒng)進出線電纜位置。

4.2 遠場特性

為研究變頻調(diào)速系統(tǒng)電磁干擾向遠處的傳播規(guī)律，計算各典型頻點遠場，圖12為0.1 MHz、0.5 MHz、1 MHz、5 MHz、10 MHz及20 MHz頻點遠場三維場強分布圖。

圖12 遠場三維場強分布Fig.12 Three-dimensional field strength distribution in far field

由遠場分布圖可以看出，輻射波瓣與頻率密切相關(guān)。低于1 MHz頻點均以變頻器頂部為中心向四周呈波紋狀均勻傳播。5 MHz頻點以后遠場分布不再均勻，且波瓣逐漸增多。10 MHz頻點時，遠場朝進、出線電纜與Z軸夾角45°方向傳播。20 MHz頻點遠場波瓣較多，主要朝進線電纜與Z軸夾45°方向傳播。

5 實驗驗證

為驗證搭建的變頻器天線模型的有效性，本文基于天地(常州)自動化股份有限公司變頻調(diào)速系統(tǒng)實驗平臺，實際測量了穩(wěn)態(tài)下調(diào)速系統(tǒng)的電磁環(huán)境。實驗平臺如圖13所示，380 V電源經(jīng)過多臺變壓器的調(diào)壓，分別送給兩臺變頻器，由這兩臺變頻器驅(qū)動355 kW對拖平臺。采用電機M2作為負載，通過調(diào)節(jié)其轉(zhuǎn)矩的大小來改變所帶負載的大小。

圖13 變頻調(diào)速系統(tǒng)實驗平臺連接圖Fig.13 Connection diagram of experiment platform of variable frequency speed regulation system

所測變頻器放置在車間的空曠位置，周圍5 m范圍內(nèi)無任何遮擋物，圖14為實驗平臺部分實物圖，測試時，除被測設(shè)備外車間其他設(shè)備均處于斷電狀態(tài)。

圖14 實驗平臺部分實物圖Fig.14 Part of experimental platform

采用圖15中的近場探頭與安利MS2711D手持式頻譜分析儀，測量了變頻器穩(wěn)定工作狀態(tài)下散熱片位置與變頻器左側(cè)門位置處的電場強度，當所測值大于背景值6 dB時保存測量數(shù)據(jù)。在搭建的天線模型相同位置處設(shè)置了近場求解的點，圖16為計算與測量位置示意圖，通過FEKO軟件計算出天線模型對于此處的輻射場強。圖17為計算與測量結(jié)果的對比。

圖15 測試設(shè)備Fig.15 Test equipment

圖16 計算與測量位置示意圖Fig.16 Schematic diagram of calculation and measurement positions

圖17 測量與計算結(jié)果的對比Fig.17 Comparison of measurement and calculation results

綜合分析兩處位置的對比圖，在0.1～30 MHz范圍內(nèi)，同一位置的電場計算結(jié)果與測量結(jié)果基本一致。兩處位置0.1～0.5 MHz計算值偏大，分析原因是計算時考慮最大干擾情況：①認為逆變器三相功率元件均動作。②饋電源電壓均采用最短周期電壓脈沖。其他位置處波形擬合較為理想，因此，證明了本文搭建的變頻調(diào)速系統(tǒng)天線模型的有效性。

此外，對30～1000 MHz頻點電場強度參考GB 12668.3—2012《調(diào)速電氣傳動系統(tǒng) 第3部分 電磁兼容性要求及其特定的試驗方法》，采用PMM9010電磁干擾接收機和Schwarzbeck VULB 9163雙錐對數(shù)周期寬帶天線(30 MHz～3 GHz)，對變頻器正面和側(cè)面3 m位置場強進行測量，如圖18所示。

圖18 現(xiàn)場測試圖Fig.18 Field test diagram

圖19為背景噪聲以及正面、側(cè)面場強的測量結(jié)果，從圖19中可以看出由于背景噪聲的原因使得85～110 MHz以及870～960 MHz頻段場強較高，其余各頻點均符合限值要求。

圖19 30～1 000 MHz頻段場強Fig.19 Field strength in 30～1 000 MHz frequency band

6 結(jié)論

本文基于矩量法和天線理論，使用電磁場仿真軟件FEKO搭建了變頻調(diào)速系統(tǒng)天線模型，通過對相同位置計算與測量場強值對比，驗證了模型的合理性。通過此模型計算了變頻調(diào)速系統(tǒng)穩(wěn)定運行狀態(tài)下近場與遠場的分布情況：

(1)變頻器機殼將高場強限制在了內(nèi)部，證明機殼起到了很好的屏蔽作用，內(nèi)部逆變器位置處場強最大值達到了37.5 dBV/m，對內(nèi)部設(shè)備干擾嚴重，今后需對此位置干擾進行重點抑制。

(2)機殼背部，散熱片安裝位置處場強較大，且隨計算距離的增大迅速減小，0.5 m以外滿足干擾限值。

(3)從距變頻器四個面0.5 m位置處的場強分布來看進出線電纜干擾較強，放置其他設(shè)備時應(yīng)注意遠離。

(4)對于遠場，輻射波瓣的方向與頻率有關(guān)。低頻時輻射波瓣主要朝X、Y軸方向傳播，高頻時干擾主要朝Z軸偏向線纜方向傳播。