氮化鎵毫米波功放技術(shù)發(fā)展

郝 躍，馬曉華，楊 凌

（1.西安電子科技大學(xué)寬禁帶半導(dǎo)體國家工程研究中心，陜西西安 710071；2.西安電子科技大學(xué) 微電子學(xué)院，陜西 西安 710071）

0 引言

由于氮化鎵（GaN）具有良好的電學(xué)性能，自20世紀(jì)90 年代以來人們一直致力于GaN 基高遷移率晶體管（High Electron Mobility Transistor，HEMT）的研究［1］。1993 年，KHAN 等［2］第一次報道了Al-GaN/GaN 高電子遷移率晶體管?；诙S電子氣（Two-Dimensional Electron Gas，2-DEG）通道的遷移率遠(yuǎn)高于體材料的優(yōu)勢，AlGaN/GaN 異質(zhì)結(jié)得到了迅速發(fā)展。1994 年研究人員報道了其射頻特性，電流增益截止頻率（fT）和功率增益截止頻率（fmax）分別為11GHz 和35 GHz［3］。隨 后，GaN 基HEMT 器件在工藝技術(shù)和器件結(jié)構(gòu)設(shè)計方面取得重要進(jìn)展，進(jìn)一步提升了器件的射頻特性指標(biāo)。一種是利用SiN 鈍化層來降低材料表面附近表面態(tài)密度，從而抑制電流的崩塌，提高器件的功率特性［4-5］；另一種是引入場板結(jié)構(gòu)，調(diào)節(jié)柵極和漏極之間的電場分布，從而降低峰值電場，提高器件的擊穿電壓［6-7］。這兩種技術(shù)的結(jié)合使得在4 GHz 下的功率密度記錄達(dá)到了41 W/mm［8］。

毫米波指的是頻率范圍為30～100 GHz 的電磁波，主要是Ka-W 波段。5G 通信、衛(wèi)星通信和毫米波雷達(dá)等應(yīng)用場合都需要用到毫米波波段。相比射頻與微波頻段，毫米波最具競爭力的特點(diǎn)是：一方面在于其極為豐富的頻譜資源和大氣吸收特性，這使得工作于大氣窗口的收發(fā)機(jī)擁有大帶寬，而工作于大氣吸收峰的收發(fā)機(jī)不易被竊聽；另一方面在于毫米波頻段的電路尺寸往往很小，可以做成單片毫米波集成電路（Monolithic Microwave Integrated Circuit，MMIC），這一天生的高集成度優(yōu)勢使其便于攜帶和隱藏。然而，相比于低頻段，如此高頻率的工作場合給電路和系統(tǒng)的設(shè)計帶來了諸多挑戰(zhàn)，尤其是功率放大器（Power Amplifier，PA）的設(shè)計，其主要指標(biāo)包括輸出功率Pout、增益（Gain）、功率附加 效 率（Power Added Efficiency，PAE）、帶 寬（Bandwidth，BW）和線性度等射頻指標(biāo)。毫米波段的片上損耗、工藝波動和晶體管的物理極限給PA的設(shè)計帶來更多限制。

常見的半導(dǎo)體工藝（如GaAs、InP、SiGe和CMOS等）都有成熟的工藝和良好的高頻特性，可用于毫米波MMIC PA 設(shè)計。對于發(fā)射機(jī)來說，其核心指標(biāo)是覆蓋范圍，它由天線增益和PA 輸出功率共同決定，盡管總發(fā)射功率可以通過大量PA 功率合成來實現(xiàn)，但晶體管的功率密度才是決定性因素。相比于以上工藝，化合物半導(dǎo)體中的GaN 基HEMT 器件在功率密度、效率和帶寬這三方面具有優(yōu)勢，GaN HEMT 器件中的2-DEG 使得其可以工作在毫米波頻段，而GaN 材料的寬禁帶特性使得器件具有更高的功率密度。各種工藝之間的對比如圖1 所示［9］，可以明顯看到GaN 基HEMT 器件的工藝優(yōu)勢。

圖1 常見半導(dǎo)體射頻技術(shù)的性能對比Fig.1 Performance comparison of common semiconduc‐tor radio frequency（RF）technologies

1 GaN 毫米波功率器件現(xiàn)狀與發(fā)展

對于毫米波器件，主要是提高頻率特性，包括fT和fmax。這些頻率參數(shù)主要由載流子遷移率、電子飽和漂移速度、柵極長度、縱橫比、通道電阻、寄生電容和寄生電阻共同決定的。2000 年，采用分子束外延（Molecular Beam Epitaxy，MBE）生長的AlGaN/GaN HEMT 外延結(jié)構(gòu)，器件柵長為50 nm，其fT達(dá)到 了110 GHz，fmax達(dá)到140GHz以上。但是，其勢壘層相對較厚，從而降低了器件的柵控能力，產(chǎn)生了短溝道效應(yīng)，器件的fT和fmax也不隨柵長的減小而線性增加［10］。為了抑制短溝道效應(yīng)，保證器件的柵控能力，勢壘層厚度就需要與柵極長度等比例地減小。2008年，采用6nm的AlGaN勢壘、60nm柵長的器件的fT和fmax分別達(dá)到190 GHz 和227 GHz，遠(yuǎn)高于之前的報道結(jié)果。在2010 年，麻省理工學(xué)院采用20 nm 的AlGaN 勢壘層，并結(jié)合凹槽技術(shù)來減少柵下的勢壘層厚度來保證柵控能力，將源漏間距（Length of source and drain，Lsd）減少到1 μm 來減少寄生電阻，并配合60 nm 的柵長，最終制備出了300GHz記錄的fmax，這是AlGaN/GaN異質(zhì)結(jié)器件報道的頻率特性最優(yōu)值［11］。之后，人們利用InAlN材料強(qiáng)極化的特點(diǎn)，使得薄勢壘層可以提供更高密度的2-DEG。2012 年，岳遠(yuǎn)征［12］采用7.5 nm InAlN勢壘的異質(zhì)結(jié)構(gòu)，2-DEG 密度達(dá)到1.92×1013cm?2，方塊電阻達(dá)到262 Ω/□，并采用865 nm 的源漏間距來減小串聯(lián)電阻，源漏再生長的歐姆接觸電阻為0.16 Ω·mm，最終創(chuàng)造出了370 GHz 的紀(jì)錄。為了獲得更高的頻率，勢壘厚度應(yīng)該變得更薄，休斯研究實驗室（Hughes Research Laboratories，HRL）提出了一種厚度為3.5nm的AlN超薄勢壘，結(jié)合20nm的自對準(zhǔn)T型柵和n+GaN源漏再生長技術(shù)，制備出了具有454GHz和444GHz的超高fT和fmax的器件［13］。

為了實現(xiàn)具有高工作頻率、高增益和高功率的氮化鎵毫米波功率，主要需解決低損耗柵結(jié)構(gòu)、短溝道效應(yīng)抑制、寄生電阻抑制等關(guān)鍵技術(shù)研究。接下來介紹氮化鎵毫米波功率器件的各個關(guān)鍵技術(shù)發(fā)展。

1.1 低損耗柵結(jié)構(gòu)

高飽和速度和擊穿電場使得GaN 基HEMTs對高速、高功率的應(yīng)用具有很大的吸引力，為現(xiàn)代通信和科學(xué)探索提供了廣闊的前景［14］。為了減小柵電極的電阻，補(bǔ)償I 型柵因截面積的減小所導(dǎo)致其電阻的增加值，獲得一個更高的fmax，大部分研究者采用T 型柵，實現(xiàn)高功率、高頻率和高效率，確保毫米波功率器件性能指標(biāo)的持續(xù)提升。T 型柵結(jié)構(gòu)如圖2 所示。T 型柵通常用于高頻率1～300 GHz，因為T 型柵同時具有短柵長和低柵極電阻的特點(diǎn)［15］。T 型柵中Cgs、Cgd與柵脖子高度的仿真曲線如圖3 所示。

圖2 T 型柵結(jié)構(gòu)圖Fig.2 T-gate structure

圖3 T 型柵中Cgs、Cgd與柵脖子高度的仿真曲線［2-6］Fig.3 Simulation curves of Cgs，Cgd，and gate stem height of T-gate［2-6］

柵制備工藝是毫米波器件制備過程中最重要的步驟之一。對于在毫米波頻率下工作的器件，通常會采用具有亞微米尺寸柵“腳”的T 型柵，與常規(guī)使用的I 柵相比，這種柵具有更低的寄生電阻和電容。為了制作這樣的T-型柵，一般會使用多層光阻做掩模，掩模的圖案大多是由電子束光刻定義的［16］。而光阻層的類型、數(shù)量的選擇主要是根據(jù)柵的形式和幾何尺寸來決定的。同時，曝光和顯影條件應(yīng)分別對應(yīng)每個光阻層單獨(dú)做選擇。

由于傳統(tǒng)T 形柵工藝會對光刻的精度提出嚴(yán)峻的挑戰(zhàn)，一些研究者提出了利用犧牲層的方法，如將HEMT 中支撐的柵極的SiN 鈍化層去除；也有少數(shù)研究人員對犧牲層進(jìn)行細(xì)化，如Ge-spacer、光阻犧牲層結(jié)構(gòu)等［17］，或者采用一種很薄的鈍化保證高功率應(yīng)用電流崩塌效應(yīng)得到有效抑制，如圖4 所示。綜上所述，上述T 型柵結(jié)構(gòu)的工藝實現(xiàn)方法能有效地滿足毫米波產(chǎn)品的不同需求。

圖4 100 nm T 型柵SEM 圖和兩種器件的小信號測試曲線［2-13］Fig.4 SEM diagram of 100 nm T-gate and small signal test curve of two devices［2-13］

1.2 短溝道效應(yīng)抑制技術(shù)發(fā)展

對于從Ka 波段到W 波段的高頻工作范圍，短的柵長和溝道中載流子的快速輸運(yùn)是非常必要的。然而，將柵長縮小至深亞微米量級會導(dǎo)致所不期望的短溝道效應(yīng)［18］。對于關(guān)態(tài)下的晶體管，短溝道效應(yīng)表現(xiàn)為閾值電壓的漂移、夾斷特性的退化、亞閾值擺幅的增加，以及漏致勢壘降低效應(yīng)的增加。對于開態(tài)下的晶體管，短溝道效應(yīng)表現(xiàn)為輸出電導(dǎo)的增加以及射頻特性的退化。關(guān)態(tài)下不同柵長器件在不同漏壓下的電勢分布如圖5 所示。

圖5 關(guān)態(tài)下不同柵長器件（Lg=70 nm，500 nm）在不同漏壓下（Vd=5 V，10 V，15 V）電勢分布Fig.5 Potential distributions of devices with different gate lengths（Lg=70 nm，500 nm）at different drain voltages（Vd=5 V，10 V，15 V）at off-state

短溝道效應(yīng)的原因在于柵對溝道控制能力的退化和開態(tài)及關(guān)態(tài)下漏極電場影響的增強(qiáng)。根據(jù)等比例縮小的原則，為了避免短溝道效應(yīng)，要求柵到載流子溝道的距離小于物理柵長的1/π［19］。換而言之，削弱短溝道效應(yīng)可以通過減小柵到溝道距離d保持高的縱橫比（Lg/d）來 實 現(xiàn)［20］。GaN HEMTs 的fT-Lg曲線如圖6 所示。不同Lg/d下實際fT和理論估算的fT等比例行為的偏差量，對于評估通過縱橫比設(shè)計改善短溝道效應(yīng)而言是有效的。

圖6 GaN HEMT 器件柵長倒數(shù)與電流截止頻率對應(yīng)關(guān)系［21］Fig.6 Corresponding relation between the reciprocal gate length of GaN HEMT device and the current cutoff frequency［21］

由TANG 報道超高速GaN HEMTs 的輸出特性和轉(zhuǎn)移特性如圖7 所示。由圖6 可知，具有高頻特性的GaN HEMTs 仍然遭受輸出電導(dǎo)和漏致勢壘降低效應(yīng)增加的影響，這可能是由于較低的縱橫比（＜4）所影響的，這也限制了頻率特性的進(jìn)一步提升。根據(jù)之前的討論，削弱短溝道效應(yīng)的關(guān)鍵點(diǎn)在于保持高的縱橫比（Lg/d）。近年來，許多研究小組展示了不同的方案，用于改善短溝道效應(yīng)，包括凹槽柵結(jié)構(gòu)、InAlN 和AlN 薄勢壘層設(shè)計、背勢壘設(shè)計、Fin 結(jié)構(gòu)，以及這些技術(shù)之間的融合設(shè)計。

圖7 超高速GaN HEMTs 的輸出特性和轉(zhuǎn)移特性［22］Fig.7 Output and transfer characteristics of hypervelocity GaNRF devices［22］

1.3 寄生電阻降低技術(shù)

在高功率和提高效率的應(yīng)用中，提高器件的接觸電阻特性是至關(guān)重要的。寄生電阻是評價歐姆接觸質(zhì)量的重要參數(shù)，因此，減小歐姆接觸電阻是提高器件頻率性能的重要途徑。降低歐姆接觸電阻的方法有很多，如源和漏極區(qū)域的n 型摻雜歐姆再生技術(shù)、源漏區(qū)域離子注入技術(shù)、Si 摻雜技術(shù)等。盡管研究采用了不同的方法實現(xiàn)較低的接觸電阻，但其核心理論都是提高材料的摻雜濃度減少Rc和有源區(qū)電阻。

目前，歐姆再生長應(yīng)該是提高器件頻率性能的最有效的方法，特別是在高頻應(yīng)用中?；谥行睦碚?，為了進(jìn)一步提高超短尺寸器件的性能，比如使工作頻率更高、效率更高。由于接觸電阻通常在總寄生電阻中占主導(dǎo)地位，所以盡量減小接觸電阻是非?？扇〉摹Ｓ捎贕aN 基HEMTs 在金屬和半導(dǎo)體之間，具有較寬的帶隙和較大的勢壘高度，因此，實現(xiàn)低的歐姆接觸電阻一直是一個挑戰(zhàn)。在GaN 基HEMT 器件中，已經(jīng)研究了許多不同程度的成功方法，其中，MBE 在再生長界面接觸是所有報道中最低的接觸電阻［23-24］。

2012 年4 月，圣母大學(xué)的GUO 等［25］首先報道了與再生長界面電阻有關(guān)的溫度依賴性物理機(jī)制。他們在InAlN/AlN/GaN HEMTs 上制備了MBE 再生長的非合金歐姆接觸，傳輸線模型（Transmission Line Model，TLM）結(jié)構(gòu)與形貌如圖8所示，得到了0.05 Ω·mm 的再生長界面電阻，如圖9 所示。

圖8 InAlN/GaN HEMTs 的TLM 結(jié)構(gòu)與形貌Fig.8 TLM structure and morphology of InAlN/GaN HEMTs

圖9 InAlN HEMT 再生長結(jié)構(gòu)的TLM 擬合曲線和再生長界面電阻的溫度依賴性Fig.9 TLM fitting curves of regrowth InAlN HEMT and temperature dependence of regrowth interfacial resistance

2 毫米波GaN MMIC PA 研究現(xiàn)狀

受限于晶體管的物理極限和半導(dǎo)體的工藝限制，毫米波MMIC 難以實現(xiàn)與低頻射頻功率放大器（Radio Frequency Power Amplifier，RFPA）一樣的高功率、高效率和大帶寬特性，一些低頻PA（如推挽式和E 類功放等）設(shè)計方法也難以應(yīng)用到毫米波MMIC 上。毫米波MMIC 的功放架構(gòu)和設(shè)計方法有其自己的特點(diǎn)，以下總結(jié)了適合Ka-W 波段GaN MMIC PA 的架構(gòu)和設(shè)計方法。

2.1 有耗電抗匹配方法

有耗電抗匹配是最常用的片上功率合成方法。受限于HEMT 輸出寄生電容，此方法適用于中等帶寬設(shè)計，可以滿足絕大多數(shù)應(yīng)用場合。匹配網(wǎng)絡(luò)的損耗與合成路數(shù)密切相關(guān)，合成路數(shù)越多，損耗越大。有耗電抗匹配技術(shù)往往會結(jié)合諧波調(diào)制技術(shù)提高PA 的飽和效率，這兩種技術(shù)針對中高功率PA設(shè)計是GaN MMIC 的首選設(shè)計方法，各大研究機(jī)構(gòu)和商業(yè)巨頭均廣泛使用。

2.2 波形調(diào)制方法

功放的耗散功率計算如下：

式中：Pdiss為耗散功率；T為時間周期；Vd(t)為漏極電壓；id(t)為漏極電流。

可以看出，時域電壓電流波形的重疊部分產(chǎn)生了耗散功率，惡化了效率。因此，波形調(diào)制通過減小時域電流電壓波形重疊部分來降低功耗，提高效率。當(dāng)功放工作在飽和區(qū)附近時，輸出電流中包含大量的諧波分量，通過調(diào)整輸入和輸出各次諧波阻抗可以使得各次諧波在漏極疊加，改變輸出電壓和電流波形，從而提高功放效率。毫米波可用的波形調(diào)制技術(shù)主要為F 類和J 類。

理想F 類功放電流為半正弦波，電壓通過疊加所有奇次諧波而形成方波，理論效率為100%，其負(fù)載阻抗對奇次諧波開路，偶次諧波短路，即

式中：ZL，n為n次諧波的負(fù)載阻抗。

在毫米波段，器件的輸出寄生電容對諧波近似短路，因此，很難實現(xiàn)對高次諧波的控制，一般F 類功放設(shè)計只能控制三次諧波?；贔 類功放可以衍生出逆F 類功放和連續(xù)F 類功放，連續(xù)F 類設(shè)計可以提升功放帶寬。J 類功放是對B 類功放設(shè)計的延伸。J 類功放需要做二次諧波匹配：基波匹配到感性負(fù)載、二次諧波匹配到容性負(fù)載。其基波和二次諧波阻抗為

式中：Zf0為基波阻抗；Z2f0為二次諧波阻抗；RL為阻抗實部。

由于J類功放是B 類功放的延伸，因此，它有著與B 類功放相似的線性度，基于J 類功放可以衍生出逆J類功放和連續(xù)J類功放。連續(xù)J類功放有著寬帶高效高線性的良好特性，但需要精確控制阻抗，其電壓峰值高于2Vdd，有擊穿器件的風(fēng)險，得益于GaN 高擊穿電壓的優(yōu)勢，這種工作模式很適合GaN MMIC 設(shè)計。以下是采用這兩種技術(shù)的國內(nèi)外MMIC 總結(jié)［26-32］：

2014年，東南大學(xué)余旭明等［26］使用150nmGaN/SiCHEMT工藝，設(shè)計了工作于28～31 GHz的兩級功放，其輸出功率為40.5 dBm，增益為16 dB，效率為20%，如圖10 所示。

圖10 28～31GHz Ka 波段高功率功放［26］Fig.10 28～31 GHz Ka-band high power amplifier［26］

2015 年，Northrop Grumman公司使用200nmGaN/SiCHEMT工藝設(shè)計了工作于26～30 GHz 的兩級功放，其輸出功率為45.0 dBm，增益為20 dB，效率為30%，如圖11 所示。

圖11 26～30 GHz Ka 波段高功率高效率功放［27］Fig.11 26～30 GHz Ka-band high-power and highefficiency power amplifier［27］

2016年，東南大學(xué)余旭明等［28］使 用150 nm GaN/SiC HEMT 工藝，設(shè)計了工作于34～36 GHz的三級功放，其輸出功率為41.9 dBm，增益為23 dB，效率為27%，如圖12 所示。

圖12 34～36 GHz Ka 波段高功率高效率功放［28］Fig.12 34～36 GHz Ka-band high-power and highefficiency power amplifier［28］

2016 年，QORVO 公 司CHEN 等［29］使 用150 nm GaN/SiC HEMT 工藝設(shè)計了工作于32～38 GHz 的兩級功放，其輸出功率為4.5～5.2 W，增益為17 dB，效率為25%～34%，如圖13 所示。

圖13 32～38 GHz Ka 波段高功率高效率功放［29］Fig.13 32～38 GHz Ka-band high-power and highefficiency power amplifier［29］

2018年，OMMIC公司使用100 nm GaN/Si HEMT 工藝設(shè)計了工作于37～43 GHz 的三級功放，其輸出功率為33.0 dBm，增益為20 dB，效率為30%，如圖14 所示。

圖14 37～43 GHz Ka 波段高功率高效率功放［30］Fig.14 37～43 GHz Ka-band high-power and highefficiency power amplifier［30］

2018 年，IAF 公司設(shè)計了工作于70～110 GHz的四級功放，該功放橫跨W 波段，使用了新型偏置網(wǎng)絡(luò)，其輸出功率為25.6～28.6 dBm，增益為11～13 dB，效率為6.1%～8.6%，如圖15 所示。

2018年，HRL實驗室CAMARGO等［32］設(shè) 計 了工作于98～122 GHz 的五級功放，其輸出功率為25.0 dBm，增益為20 dB，效率為8%，如圖16 所示。

圖16 98～122 GHz F 波段高功率高增益功放［32］Fig.16 98～122 GHz F-band high-power and high-gain power amplifier［32］

2.3 平衡式MMIC 設(shè)計

毫米波頻段的Lange 耦合器尺寸小，因此有利于片上平衡式MMIC 設(shè)計。平衡式PA 的阻抗變換需求小，抗負(fù)載失配能力強(qiáng)，可在寬帶范圍內(nèi)實現(xiàn)平坦的增益和功率特性以及優(yōu)秀的匹配特性。但片上耦合器的引入增加了輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的損耗，因此效率較低。以下是國內(nèi)外平衡式MMIC 的總結(jié)：

2012 年，TriQuint 公司CAMPBELL等［33］使 用150 nm GaN/SiC HEMT 工藝，設(shè)計了工作于23～30 GHz 的三級平衡式功放，其輸出功率為39.0 dBm，增益為20 dB，效率＞23%，如圖17所示。

圖17 23～30 GHz Ka 波段高功率平衡式功放［33］Fig.17 23～30 GHz Ka-band high-power balanced power amplifier［33］

2016 年，QORVO 公司CHEN 等［29］使用150 nm GaN/SiC HEMT 工藝設(shè)計了工作于32～38 GHz 的三級平衡式功放，其輸出功率為9.0～11.2 W，增益為22 dB，效率為30%～35%，如圖18 所示。

圖18 32～38 GHz Ka 波段高功率高效率平衡式功放［29］Fig.18 32～38 GHz Ka-band high-power and highefficiency balanced power amplifier［29］

2020 年，天津大學(xué)王科平等［34］聯(lián)合55 所設(shè)計了工作于92～98 GHz 的四級平衡式功放，該功放使用片上諧振結(jié)構(gòu)做了電磁仿真校準(zhǔn)，其在95 GHz 輸出功率為37.8 dBm，增益為15 dB，效率為18%，如圖19 所示。

圖19 92～98 GHz W 波段高功率高效率平衡式功放［34］Fig.19 92～98 GHz W-band high-power and highefficiency balanced power amplifier［34］

2.4 分布式功放設(shè)計

分布式功放可以獲得跨越好幾個倍頻程的帶寬，而且增益和功率特性平坦，這是其他設(shè)計方法和架構(gòu)無法達(dá)到的。但分布式功放增益和效率較低，輸出功率受限于漏極偏壓，使用GaN 工藝有利于大幅提升分布式功放的性能。

2014 年，DENNLER 等［35］使 用100 nm GaN/SiC HEMT 設(shè)計了工作于6～37 GHz 的非歸一化分布式功放，該功放使用雙柵驅(qū)動且兩級級聯(lián)，其輸出功率為31.0 dBm，增益為17 dB，效率為10%，如圖20 所示。

圖20 6～37 GHz C-Ka 波段超寬帶分布式功放［35］Fig.20 6～37 GHz C-Ka band ultra-wideband distributed power amplifier［35］

2015年，JAMES等［36］設(shè)計了工作于75～100 GHz的分布式功放，其連續(xù)波輸出功率為34.0 dBm，增益為15 dB，84 GHz處效率為12%，如圖21所示。

圖21 75～100 GHz W 波段寬帶分布式功放［36］Fig.21 75～100 GHz W-band distributed power amplifier［36］

2016 年，QORVO 公 司 的CAMPBELL 等［37］使用150 nm GaN/SiC HEMT 設(shè)計了工作于16～40 GHz 的非歸一化分布式功放，其連續(xù)波輸出功率為36.0～39.0 dBm，增益為24 dB，效率為10%～20%，如圖22 所示。

圖22 16～40 GHz K-Ka 波段超寬帶分布式高效功放［37］Fig.22 16～40 GHz K-Ka band ultra-wideband distributed high-efficiency power amplifier［37］

目前毫米波氮化鎵單片在航天領(lǐng)域已經(jīng)廣泛應(yīng)用，基于氮化鎵MMIC 的部組件已經(jīng)應(yīng)用在系統(tǒng)型號上。基于17～22 GHz 10 W 氮化鎵單片為核心放大單元，采用波導(dǎo)功率合成技術(shù)完成的Ka 頻段固放已經(jīng)應(yīng)用于鴻雁融合星饋電毫米波發(fā)射通道，整個固放最大效率達(dá)到38%，輸出功率最大達(dá)到30 W。固放還包括了增益放大、溫補(bǔ)、MPA 雙端口切換、電調(diào)和功率遙測等功能?；?7～31 GHz 通信頻段的氮化鎵MMIC 單片也成功得到應(yīng)用，其多芯片功放部件用在某型號中。同時，22～25 GHz、24～27 GHz 10 W 的氮化鎵芯片也陸續(xù)用在通信、數(shù)傳等多種型號中。在更高的頻段33～34 GHz 15 W 固放、37～42 GHz 20 W 固放已經(jīng)是成熟產(chǎn)品，部分產(chǎn)品已完成在軌驗證。未來氮化鎵單片隨著電路工作頻率的升高、輸出功率的增加和可靠性的提升，W 頻段、Q/V頻段和THz 頻段的氮化鎵單片將在高通量通信、高速數(shù)傳和空間對抗等領(lǐng)域發(fā)揮重要作用。

3 結(jié)束語

國外對于GaN MMIC PA 的研究比較早，以美國為首的西方發(fā)達(dá)國家將GaN 微波毫米波功率器件及MMIC 技術(shù)作為軍用微電子技術(shù)發(fā)展的重點(diǎn)，Cree、Qorvo、UMS 和OMMIC 等公司推出了GaN 微波毫米波功率器件及MMIC 產(chǎn)品的代工服務(wù)，實現(xiàn)了W 波段及以下的全頻段覆蓋。國內(nèi)如穩(wěn)懋半導(dǎo)體、中國電子科技集團(tuán)有限公司第十三研究所和中國電子科技集團(tuán)有限公司第五十五研究所等也有自己的GaN 生產(chǎn)線。在未來，GaN 芯片的研究趨勢必然是朝著高效率、高功率、寬頻帶和多功能集成的方向發(fā)展。