基于LLC與交錯并聯(lián)結(jié)構的PFC電路研究①

徐 銳，國 海，權 悅，郭清香，劉帥帥

(安徽科技學院機械工程學院，安徽 鳳陽 233100)

0 引 言

目前，設備運行過程中的諧波污染、功率因數(shù)降低等問題日益凸顯，開關電源技術逐漸向著高頻化發(fā)展帶來的開關管損耗也變得不容忽視[1]。有源功率因數(shù)校正(APFC)技術、軟開關技術能夠較好解決以上問題。國內(nèi)外的眾多學者對APFC技術、和軟開關技術進行了大量研究。文獻[2]提出了一種1.5kW諧振變換器，實現(xiàn)了系統(tǒng)的軟開關控制，但未對前級PFC電路的設計進行闡述，忽略了電路諧波對系統(tǒng)的影響。文獻[3]以交錯并聯(lián)Boost PFC為研究對象，設計了一種車載充電系統(tǒng)，進行了前級PFC電路的設計，但未考慮到系統(tǒng)高頻化在實際工作過程中帶來的開關損耗問題。傳統(tǒng)單相Boost PFC電路的出現(xiàn)有效改善了電網(wǎng)當中諧波的含量，提高了功率因數(shù)，但由于電路電感體積過大，輸入電流紋波幅值過大等原因已經(jīng)無法滿足有些要求嚴格的場合的生產(chǎn)需要，而兩相交錯并聯(lián)Boost PFC電路的出現(xiàn)很好的解決了上述問題[4]。LLC諧振變換器通過電容、電感之間的諧振，使得功率器件可以實現(xiàn)軟開關[5]。綜合考慮上述兩種電路的工作特點，將二者相結(jié)合研究了一種新型的電路拓撲結(jié)構。對電路進行設計、仿真分析，驗證了該電路結(jié)構設計是完全可行的。

1 主電路拓撲結(jié)構

設計電路結(jié)構主要分為兩個部分：交錯并聯(lián)Boost PFC電路和半橋LLC諧振變換電路。圖1為主電路圖，電感L1、L2與開關管S1、S2組成了前級的功率因數(shù)校正部分；電感Lr、Lm電容Cr組成了后級的LLC諧振變換器部分。

圖1 基于LLC的交錯并聯(lián)APFC主電路

1.1 PFC電路控制環(huán)節(jié)設計

設計了如圖2所示的平均電流控制策略。該控制采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)構成雙環(huán)控制。電流內(nèi)環(huán)的作用是保證輸入電流波形更接近于正弦波。電壓外環(huán)的作用是穩(wěn)定電路的輸出電壓[6]?？刂七^程是首先對電路中的輸出電壓V0進行檢測，與標準輸出電壓Vref進行比較得到一個差值，與輸入電壓Vac一起通過乘法器得到了電流內(nèi)環(huán)的基準信號Iref，將Iref分別與電感電流iL1,iL2進行做差，差值進入電流PI控制器來控制PWM模塊產(chǎn)生命令來控制開關S1、S2[7]。圖2為PFC的控制原理圖，圖中Kf、Ks1、Ks2、Kd分別為電壓、電流檢測調(diào)節(jié)模塊，Gvea為電壓PI調(diào)節(jié)器，Gca1、Gca2為電流PI調(diào)節(jié)器。

圖2 PFC控制原理圖

1.1.1 電流環(huán)的參數(shù)設計：

對兩相交錯并聯(lián)Boost電路其中一相進行分析，在一個開關周期內(nèi)電路中電感電壓的平均值為：式(1)

(1)

(2)

在fin遠小于fsw時,對上式施加小信號擾動得：式(2)。

對上式進行拉氏變換得到電流環(huán)的傳遞函數(shù)：

(3)

電流PI控制器傳遞函數(shù)為:式(4)。

(4)

Ti=KsGidGca

(5)

電流環(huán)的開傳遞函數(shù)為：式(5)。

要保證整個控制系統(tǒng)達到穩(wěn)定狀態(tài)，電流環(huán)的帶寬要達到幾k的范圍，需要滿足電流環(huán)的截止頻率遠大于電流環(huán)路PI控制器的“零點”，系統(tǒng)的相位裕度在40°～60°。“零點”取10KHz，由式：(6)得式(7)

lg|Gca|=-lg|GidKs|

(6)

lg|Gca|=-lg|GidKs|=

(7)

將電流PI控制器的“零點”設為1kHz,可得：式(8)、式(9)

(8)

(9)

所以Kp1=4.239,Ki1=25983。

1.1.2 電壓環(huán)的參數(shù)設計

電壓環(huán)的傳遞函數(shù)為式(10)，電壓PI控制器函數(shù)為式(11)、電壓環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為式(12)。

(10)

(11)

Tv=KdGvcGvea

(12)

電壓的開環(huán)截止頻率可以取10Hz，相角裕度取45°，這樣可以更好的減小輸出電壓紋波對電壓環(huán)的影響。由式(13)可得式(14)。

lg|Gvea|=-lg|GvcKd|

(13)

(14)

將電壓PI控制器的“零點”設為10Hz，可得式(15)、式(16)。

(15)

(16)

所以Kp2=8.315，Ki2=524.361

2 LLC諧振變換器的設計

目前，開關電源器件的開關損耗逐漸增加，此時軟開關的作用也就凸顯出來。LLC諧振變換器可以實現(xiàn)軟開關，選擇半橋LLC諧振變換器作為開關電源的后級。

圖3 半橋LLC諧振變換器主電路

半橋LLC諧振變換器的設計參數(shù)如表1所示:

設置輸入電壓為400V，輸出電壓25V，輸出二極管壓降0.7V。

根據(jù)上表給出的參數(shù)可以得出諧振變換器的理論變比為：式(17)。

(17)

(18)

表1 電路參數(shù)

由式(17)變壓器的匝數(shù)比計算出輸入電壓增益的最值為：式(18)。

求出變壓器初級側(cè)的負載電阻和反射電阻：式(20)。

(19)

(20)

計算在Vin最大，輸出不加負載時的電感比：式(21)。根據(jù)式(21)得出品質(zhì)因數(shù)Q為：式(22)。

(21)

(22)

在整個運行范圍內(nèi)的品質(zhì)因數(shù)需要不大于Qmax，且需要留有5%～10%的裕量[8]。

Q=(90%～95%)min{Qmax1,Qmax1}=0.319

(23)

確定最小歸一化頻率：

(24)

fmin=fr·fnmin=82kHz

(25)

由前面計算得出的參數(shù)來確定諧振電路中的諧振參數(shù)大?。?/p>

(26)

3 仿真結(jié)果及分析

為驗證上述分析的正確性，通過軟件建立仿真電路，對文中所設計的交錯并聯(lián)Boost PFC電路和半橋LLC諧振變換電路進行仿真測試。

圖4 PFC電路輸入電壓電流波形

圖5 PFC電路輸出電壓波形

圖6 LLC諧振變換器工作波形

3.1 功率因數(shù)校正電路仿真

設計的電路輸入電壓為220V,PFC電路輸出電壓為400V。圖4為經(jīng)過功率因數(shù)校正后的輸入電壓Vin和輸入電流Iin，圖5為交錯并聯(lián)Boost PFC電路的輸出電壓波形圖。從圖中可以觀察得知，電壓和電流的波形均為正弦波，而且波形基本相同。輸出電壓穩(wěn)定在了400V左右，證明設計的兩相交錯并聯(lián)Boost PFC電路實現(xiàn)功率因數(shù)校正，同時具有很好的升壓特性。

3.2 半橋LLC諧振變換器的仿真

通過軟件對設計的半橋LLC諧振變換器進行仿真分析。

觀察圖6可以得出開關管在工作的過程中發(fā)生了諧振，這是電路實現(xiàn)軟開關的必要過程。為了驗證電路進行工作時，是否實現(xiàn)軟開關，測出電路中開關管和二極管兩端的電壓電流波形，如圖7,8所示：

圖7 開關管Q1、Q2的驅(qū)動信號和兩端電壓波形

圖8 諧振電流和副邊二極管兩端電壓波形

通過圖7、圖8觀察可得所設計的諧振電路在原邊實現(xiàn)了ZVS,副邊實現(xiàn)了ZCS，可以通過降低開關的損耗，有效的提升電路傳輸效率。

4 結(jié) 語

隨著電力電子設備的日益普及，現(xiàn)代電力設備對PFC電路在諧波的消除、功率因數(shù)校正方面的要求也是越來越高。傳統(tǒng)PFC電路在功率因數(shù)校正方面有一定的效果，但在輸出電流紋波大小、電感體積方面還是有一定的不足，導致無法在要求嚴格、高精度的場合很好使用，并且隨著開關電源的高頻化發(fā)展使得電路損耗加大。針對這些問題設計了一種功率變換電路，前級采用交錯并聯(lián)Boost PFC電路，后級采用半橋LLC諧振變換電路進行功率變換，通過分析得出：

(1)在功率因數(shù)校正部分，分別對電流環(huán)、電壓環(huán)進行計算設計。最后通過仿真的圖形可以看出校正后的電壓電流波形大致相同，很好的實現(xiàn)了功率因數(shù)校正和電壓的上升。

(2)對半橋LLC諧振變換器進行分析和參數(shù)設計，通過仿真可以看出所設計的半橋LLC諧振變換器在開關管工作時很好的實現(xiàn)了軟開關，符合設計要求。

研究為交錯并聯(lián)Boost PFC電路提供了一些參考，同時PFC技術也是一直處于發(fā)展的階段，今后一定會研發(fā)出更加滿足電力需求的PFC電路。