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    新能源儲(chǔ)能電池雙向CLLLC變換器時(shí)域設(shè)計(jì)

    2021-06-19 09:35:24李練兵謝朋朋
    可再生能源 2021年6期
    關(guān)鍵詞:雙向諧振增益

    李練兵,謝朋朋,季 亮,李 鐸

    (河北工業(yè)大學(xué) 人工智能與數(shù)據(jù)科學(xué)學(xué)院,天津300130)

    0 引言

    隔離型雙向直流變壓器(BDC)可以實(shí)現(xiàn)直流變壓、雙向能量傳輸和電氣隔離的功能,在電動(dòng)汽車、可再生能源、直流配電系統(tǒng)、不間斷電源系統(tǒng)及電力電子變壓器等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用[1]~[3]。近年來,雙向LLC諧振拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)因?yàn)榭梢詽M足高開關(guān)頻率、高功率密度、高電能轉(zhuǎn)換效率以及全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零電壓開啟/零電流關(guān)斷(ZVS/ZCS),而受到了廣泛關(guān)注。

    目前,針對(duì)雙向直流諧振變換器諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的研究方法主要依靠工程經(jīng)驗(yàn)選取,且大多數(shù)針對(duì)特定工況下設(shè)計(jì),存在設(shè)計(jì)精度低、難度大、結(jié)構(gòu)復(fù)雜、整機(jī)效率低等問題[4]~[6]。文獻(xiàn)[7]采用基波分析法(First Harmonic Approximation,F(xiàn)HA)以最大轉(zhuǎn)化效率為目標(biāo)對(duì)諧振參數(shù)進(jìn)行了優(yōu)化,雖然保證了變換器轉(zhuǎn)化效率,但是由于變換器諧振腔存在5個(gè)諧振元件,加大了變換器參數(shù)的設(shè)計(jì)難度。同時(shí),采用FHA時(shí)忽略了高次諧波對(duì)諧振電路能量傳遞的貢獻(xiàn),使得FAH對(duì)諧振區(qū)域的分析與實(shí)際工作過程具有一定的誤差。文獻(xiàn)[8]給出了一種諧振參數(shù)設(shè)計(jì)方案,可以使變換器在負(fù)載范圍變化較大時(shí)實(shí)現(xiàn)變換器的ZVS/ZCS,但是這種方法只能應(yīng)用于恒定電壓輸出或電壓變化范圍較小的場(chǎng)合。文獻(xiàn)[9]從額定負(fù)載點(diǎn)出發(fā)給出了一種參數(shù)設(shè)計(jì)方案,雖然這種方案可以在額定負(fù)載下較寬的輸出電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS/ZCS,但是當(dāng)負(fù)載變化范圍較大時(shí),不能保證整流側(cè)二極管的ZCS。

    為了降低變換器諧振參數(shù)設(shè)計(jì)的復(fù)雜度,本文將CLLLC諧振變換器等效為Type-4型。選取恒定最大輸出功率為設(shè)計(jì)條件,保證在負(fù)載特性變化較大情況下依然能實(shí)現(xiàn)ZVS/ZCS。同時(shí)采用時(shí)域分析法結(jié)合變換器理論波形對(duì)變換器的諧振參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì),保障參數(shù)設(shè)計(jì)的精確性。

    1 雙向CLLLC工作原理與結(jié)構(gòu)等效

    雙向CLLLC諧振變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)見圖1,其中:S1~S4為逆變側(cè)開關(guān)管;C1,L1分別為逆變側(cè)諧振電容和諧振電感;Lm為勵(lì)磁電感;S5~S8為整流側(cè)開關(guān)管;Cr2,Lr2分別為整流側(cè)諧振電容和諧振電感;n為變壓器匝比。

    圖1 雙向CLLLC諧振變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 CLLLC resonant converter topology

    當(dāng)變換器正向工作時(shí),給S1,S4和S2,S3分別施加占空比為50%且互補(bǔ)的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào),構(gòu)成全橋逆變電路,此時(shí)S5~S8不施加驅(qū)動(dòng)信號(hào),利用S5~S8的體二極管構(gòu)成全橋整流電路;當(dāng)變換器反向工作時(shí),給S5,S8和S6,S7分別施加驅(qū)動(dòng)信號(hào),此時(shí)S1~S4構(gòu)成整流電路。根據(jù)開關(guān)頻率與諧振頻率的關(guān)系,雙向CLLLC工作模態(tài)可以分為3種:模態(tài)1為欠諧振狀態(tài),fm<fs<fr(其中,fm為最小諧振頻率,fs為開關(guān)頻率);模態(tài)2為完全諧振狀態(tài),fs=fm;模態(tài)3為過諧振狀態(tài),fs>fr。在進(jìn)行變換器諧振參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí),一般希望變換器工作于模態(tài)1,下面將結(jié)合變換器在模態(tài)1下的工作波形(圖2)介紹變換器的工作過程。

    圖2 模態(tài)1下變換器工作波形Fig.2 Operating waveforms of the converter inmode 1

    由圖2可知,變換器正向反向工作過程相同,且變換器前半個(gè)工作周期和后半個(gè)工作周期對(duì)稱,因此這里只分析變換器正向工作時(shí)的前半周期的工作過程。

    工作過程1[t0~t1]:變換器一次側(cè)逆變開關(guān)管均處于關(guān)閉狀態(tài),此時(shí)諧振電流iLr流動(dòng)方向?yàn)樨?fù),為開關(guān)管的寄生電容Cs1,Cs4放電,Cs2,Cs3充電,直至S2,S3兩端電壓為輸入電壓。在過程1的后半段,變換器的iLr仍然是反向流動(dòng)狀態(tài),此時(shí)S2,S3兩端電壓為輸入電壓,S1,S4兩端電壓為零,電流通過S1和S4的反并聯(lián)二極管進(jìn)行續(xù)流,反向流動(dòng)的iLr將S1,S4兩端電壓鉗位為零,為S1,S4的零電壓開啟創(chuàng)造了條件。

    工作過程2[t1~t2]:t1時(shí)刻給S1,S4施加開通信號(hào),開關(guān)管在零電壓狀態(tài)下開啟,iLr以正弦形式上升,勵(lì)磁電流iLm以直線形式升高,由于iLr上升速度大于iLm,所以能量向二次側(cè)傳遞,二次側(cè)S6,S7的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通。勵(lì)磁電感受到輸出電壓鉗位,諧振過程在諧振電感Lr和諧振電容Cr之間進(jìn)行。

    工作過程3[t2~t3]:隨著iLr的不斷增大和iLm的減小,在t2時(shí)刻兩者相等,此時(shí)副邊電流自然關(guān)斷實(shí)現(xiàn)ZCS。一次側(cè)不再向二次側(cè)傳遞能量,勵(lì)磁電感解除了鉗位,參與到諧振過程,輸出側(cè)由輸出電容C2繼續(xù)供電。

    根據(jù)電路拓?fù)?,采用基波分析法可以得到雙向CLLLC拓?fù)涞牡刃Щ娐?。如圖3(a)所示,Req為副邊等效到原邊的負(fù)載,L2,C2為副邊等效到原邊的電感和電容。從圖中可以看出,變換器的諧振網(wǎng)絡(luò)中存在5個(gè)諧振元件,其中二次側(cè)的L2,C2對(duì)變換器的增益和諧振頻率都產(chǎn)生了一定的影響。為了優(yōu)化設(shè)計(jì)且使變換器在正反運(yùn)行時(shí)具有相同的特性,應(yīng)將雙向CLLLC設(shè)計(jì)為對(duì)稱結(jié)構(gòu),即二次側(cè)的電感與電容等效到一次側(cè)的值與一次側(cè)的電感電容值相等[10]。由于諧振網(wǎng)絡(luò)中的5個(gè)諧振元件使得電路的純阻性負(fù)載曲線非常的不規(guī)則,因此為了降低變換器諧振參數(shù)的設(shè)計(jì)以及分析難度,將雙向CLLLC電路等效為Type-4型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),其等效后的電路拓?fù)淙鐖D3(b)所示。

    圖3 變換器變換前后等效電路拓?fù)銯ig.3 Equivalent circuit diagram before and after converter conversion

    由圖3可知,變換器的等效過程是將變壓器二次側(cè)的C2和L2折算到變壓器一次側(cè),其中,Ceq=C1+C2,Leq=L1+L2。

    2雙向CLLLC電路拓?fù)涮匦苑治?/h2>

    由圖2可以得到變換器變換后的增益M為[10]

    式(1)中k屬于設(shè)計(jì)變量,而Q,fn為變換器的運(yùn)行條件。令k=5,Q選取不同的值,得到M隨Q變化的曲線簇,如圖4(a)所示。從圖中可以看出:

    圖4 不同參數(shù)對(duì)變換器增益影響曲線Fig.4 Influence of different parameters on converter gain

    ①當(dāng)Q確定后,M首先隨著fn的增大而增大,當(dāng)fn高于某個(gè)數(shù)值后,M又隨著fn的增大而減小。當(dāng)變換器工作于fr附近時(shí),其增益曲線較為平緩;

    ②變換器最高增益隨著Q的增大而減??;

    ③當(dāng)fn固定時(shí),M隨Q的增大而減?。?/p>

    ④隨著Q的增大,變換器的最高增益點(diǎn)逐漸靠近諧振頻率點(diǎn);

    ⑤當(dāng)變化器工作于諧振頻率點(diǎn)時(shí),M為1,與Q無關(guān)。

    令Q=0.2,再選取不同k值,得到k對(duì)M影響的曲線簇,如圖4(b)所示。從圖中可以看出:

    ①M(fèi)的變化率隨著k值的增大而減??;

    ②變換器的最大增益隨著k值的增大而減??;

    ③當(dāng)變換器工作頻率小于fr時(shí),在相同fn下k值越大,M越??;當(dāng)變換器工作頻率高于fr時(shí),在相同的fn下,M隨著k值的增大而增大;

    ④當(dāng)變換器工作于諧振頻率點(diǎn)時(shí),M為1,與k值無關(guān)。

    由以上分析可知,當(dāng)Z0不變、負(fù)載由輕變重時(shí),M將會(huì)下降。同時(shí)在次諧振區(qū)域,M與k值成反比,當(dāng)Z0不變時(shí),減小k值意味著減小Lm,Lm的減小使得變換器的勵(lì)磁電流增大,從而使變換器的無功功率增大,變換器的輸出效率降低。因此,諧振變換器參數(shù)設(shè)計(jì)的核心就是在滿足增益和軟開關(guān)的前提下盡量降低無功功率。

    雙向CLLLC諧振直流變換器最大的優(yōu)點(diǎn)就是可以實(shí)現(xiàn)全工作范圍內(nèi)的ZVS和ZCS。對(duì)于ZCS,當(dāng)變換器工作開關(guān)頻率小于諧振頻率時(shí),自然可以實(shí)現(xiàn)ZCS,因此設(shè)計(jì)變換器諧振參數(shù)時(shí)只需考慮實(shí)現(xiàn)變換器的ZVS即可。變換器實(shí)現(xiàn)ZVS的本質(zhì)是電壓相位超前于電流,使得變換器的MOS管在開通之前其電流仍處于反向流動(dòng),這時(shí)通過MOS管的反并聯(lián)二極管續(xù)流,將MOS兩端的電壓鉗位為0,這樣給MOS管施加開通信號(hào)時(shí),其兩端電壓為0。因此,變換器實(shí)現(xiàn)ZVS的條件就是其輸入阻抗呈感性。

    由變換器等效電路可知,變換器標(biāo)幺化輸入阻抗為

    當(dāng)變換器輸入阻抗為純阻性時(shí),Qr為[11]

    將式(3)代入式(1)中可得:

    Mr是輸入阻抗為純阻性時(shí)的增益,當(dāng)k=7時(shí)可以得一條純阻性曲線,如圖4(a)中的虛線所示。這條曲線和諧振頻率軸fn=1將增益特性圖分為3個(gè)區(qū)域,其中,區(qū)域1為容性區(qū)域,區(qū)域2和區(qū)域3為感性區(qū)域。區(qū)域2能實(shí)現(xiàn)逆變側(cè)開關(guān)管的ZVS以及整流側(cè)開關(guān)管的ZCS;區(qū)域3能實(shí)現(xiàn)逆變側(cè)開關(guān)管的ZVS,只有當(dāng)負(fù)載較輕時(shí)才能實(shí)現(xiàn)整流側(cè)的ZCS;區(qū)域1使變換器的逆變側(cè)進(jìn)入ZCS狀態(tài),此時(shí)開關(guān)管將會(huì)工作失效從而導(dǎo)致輸入電源對(duì)地短路,燒毀器件。因此,在進(jìn)行變換器參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)將工作區(qū)域設(shè)計(jì)在區(qū)域2中,避免變換器工作于區(qū)域1中[12]。

    3 變換器諧振參數(shù)設(shè)計(jì)

    3.1 最苛刻工況點(diǎn)選取

    傳統(tǒng)的工況點(diǎn)選取是將負(fù)載看成純阻性負(fù)載,當(dāng)變換器輸出為最大增益時(shí),其輸出功率也最大,此時(shí)只需要保證在變換器最大增益點(diǎn)處實(shí)現(xiàn)變換器的ZVS,就能保證變換器全工作范圍都能實(shí)現(xiàn)ZVS。然而對(duì)于儲(chǔ)能電池,在充電過程中當(dāng)變換器輸出最大增益時(shí),其輸出功率可能并不是最大的。從圖5的鋰離子電池充電曲線中可以看出,整個(gè)電池充電分為3個(gè)階段:首先是涓流預(yù)充電,這個(gè)階段電池充電電壓以及電流都不能太高;接著是大功率快充階段,這個(gè)階段充電電流較大,對(duì)電池進(jìn)行快速充電,變換器輸出功率較大;最后是恒壓充電,這個(gè)階段電池充電電流逐漸下降。當(dāng)鋰電池處于大功率快充階段時(shí),充電電壓在整個(gè)充電過程中并不是最高的,但是充電電流較大,使得變換器輸出功率較大。而電池處于恒壓充電時(shí),充電電壓較高,相比于大功率快充階段,充電電流較小,變換器輸出功率也可能較小。同時(shí)在整個(gè)充電過程中,無論充電電壓和電流如何變化,始終受限于變換器的最大輸出功率。

    圖5 鋰離子電池充電特性曲線Fig.5 Li-ion battery charging characteristic curve

    由圖4(a)可知,當(dāng)Q增大時(shí)其增益曲線越接近于純阻性時(shí)的增益曲線。因此為實(shí)現(xiàn)變換器全工作范圍內(nèi)的ZVS,應(yīng)選取最大輸出功率為最苛刻工況點(diǎn),對(duì)變換器進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)。

    3.2 變換器參數(shù)設(shè)計(jì)

    當(dāng)變換器工作于最大輸出功率點(diǎn)時(shí),其品質(zhì)因數(shù)QCAM可以表示為

    將式(3)代入(2)中可以得到:

    式(5)是在恒定最大功率輸出不同的增益時(shí)Q的取值,可見Q的選取與Z0和M有關(guān)。式(6)表示ZVS/ZCS的邊界Q值,其值與k和M有關(guān)。

    當(dāng)最大輸出功率為1 kW、輸入電壓為300 V時(shí),選取不同的k和Z0,最大輸出增益和ZVS/ZCS邊界的Q值如圖6所示。

    圖6 最大輸出增益和純阻性邊界隨Z0,k變化曲線Fig.6 Constantmaximum power and pure resistive boundary with Z0,k curve

    由圖6可以看出:k值的減小會(huì)使變換器的帶負(fù)載能力增強(qiáng)、無功功率增大,為了保證變換器的輸出效率,k值不能過小;Z0的增大將會(huì)使變換器的無功功率下降,使最大功率曲線向ZVS/ZCS邊界靠攏。因此,進(jìn)行變換器參數(shù)設(shè)計(jì)就是增大k的同時(shí)增大Z0,使得最大功率曲線和ZVS/ZCS在某點(diǎn)處相切,此時(shí)該點(diǎn)就是變換器運(yùn)行的最苛刻工況點(diǎn)。根據(jù)這個(gè)思想可以得到:

    式(7)表示在最大功率條件下當(dāng)特征阻抗為Z0.har時(shí),變換器的增益為Mhar。可見,這兩個(gè)值的確定都與k值有關(guān)。對(duì)于雙向CLLLC變換器諧振網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)而言,當(dāng)正向DC/DC模式的諧振網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)好后,參數(shù)Z0與k就已經(jīng)確定,只要最苛刻工況點(diǎn)的Mhar在變換器的工作增益范圍內(nèi),且Z0≤Z0.har,就可以保證變換器在正反向工作模式全工作范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS軟開通。

    由圖2可知,在t2時(shí)刻諧振電流iLeq和勵(lì)磁電流iLm相等,同時(shí)也和t3時(shí)刻的iLeq,iLm相等,0時(shí)刻的諧振電流幅值為I1[13]。

    式中:Vin.min為最小輸入電壓;Iout為輸出電流;Iin為輸入電流;fr1為諧振頻率。

    在t0~t2,勵(lì)磁電感由于被鉗位,其電流線性增長(zhǎng),可得:

    聯(lián)立式(8),(9)可得:

    式中:Iin.har,Iout.har,Vout.har,Mhar分別為變換器最苛刻工況點(diǎn)處的輸入電流、輸出電流、輸出電壓和增益。

    考慮到在開關(guān)管關(guān)斷與下次開通之間,逆變側(cè)的寄生電容能在死區(qū)時(shí)間內(nèi)完成充放電[14],則:

    式中:tdead為死區(qū)時(shí)間;Coss.max為開關(guān)管的最大寄生電容。

    將式(10)代入式(8),得到:

    選取諧振頻率、最小開關(guān)頻率、最大增益和最大輸出電壓,通過式(12)即可求解出k的取值范圍。

    4 仿真及實(shí)驗(yàn)分析

    根據(jù)上面的方法,本文設(shè)計(jì)了一臺(tái)輸入電壓為200~300 V,輸出電壓為20~36 V的雙向全橋CLLLC諧振變換器。其中,原副邊電感L1,L2分別為16.4 μh,0.164 μh,原副邊電容C1,C2分別是0.069 μF,6.9 μF,變壓器勵(lì)磁電感L m為81.8 μh,變壓器匝比為10∶1,開關(guān)頻率為108~244 kHz。變換器樣機(jī)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖7所示。

    圖7 變換器樣機(jī)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.7 Converter prototype experimental platform

    圖8給出了在最苛刻工況下,變換器的正、反向仿真波形和工作波形,以及不同工作頻率下變換器正、反向運(yùn)行的效率曲線。圖8(a)和(b)是輸入電壓為200 V、負(fù)載為3 Ω時(shí)變換器的仿真和實(shí)驗(yàn)波形,變換器開關(guān)頻率為145 kHz。此時(shí)變換器的Q為0.32,變換器運(yùn)行狀態(tài)對(duì)應(yīng)著變換器正向運(yùn)行時(shí)400W的增益曲線,變換器運(yùn)行狀態(tài)接近于最苛刻工況點(diǎn)。可以看出,變換器實(shí)現(xiàn)了ZVS和ZVS。圖8(c)和(d)是輸入電壓為36 V、負(fù)載為100Ω時(shí)變換器的仿真和實(shí)驗(yàn)波形,變換器開關(guān)頻率為145 kHz。此時(shí)變換器的Q為0.31,變換器運(yùn)行狀態(tài)接近于變換器反向運(yùn)行時(shí)的最苛刻工況點(diǎn)。從圖中可以看出,變換器運(yùn)行在反向最苛刻工況點(diǎn)時(shí)實(shí)現(xiàn)了ZVS和ZCS。同時(shí)注意到,正向工作時(shí)的效率要高于反向工作,主要是因?yàn)榉聪蚬ぷ鲿r(shí)的勵(lì)磁電流要遠(yuǎn)大于正向運(yùn)行時(shí)的勵(lì)磁電流,增大了導(dǎo)通損耗。

    圖8 變換器不同方向仿真及實(shí)驗(yàn)波形和效率曲線Fig.8 Simulation and experimentalwaveforms and efficiency curves of converter in different directions

    5 結(jié)論

    本文提出了一種雙向CLLLC諧振拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的諧振參數(shù)設(shè)計(jì)方案,由于對(duì)變換器的結(jié)構(gòu)進(jìn)行了簡(jiǎn)化,因此降低了諧振參數(shù)設(shè)計(jì)的難度。為了保證設(shè)計(jì)的準(zhǔn)確性,采用時(shí)域分析法對(duì)諧振參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)。另外以恒定最大功率輸出為出發(fā)點(diǎn),對(duì)雙向CLLLC變換器諧振槽參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì),保證了在負(fù)載變化較大的情況下變換器仍能運(yùn)行在Z VS/ZCS狀態(tài)。

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