空間矢量脈沖寬度調(diào)制整流器試驗(yàn)平臺(tái)研制

李俊揚(yáng)

(核工業(yè)理化工程研究院 電控技術(shù)研究所，天津 300180)

對(duì)于大型實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)或工廠應(yīng)用，穩(wěn)定可靠的專用變頻器是保證系統(tǒng)運(yùn)行過(guò)程正常高效的必要條件，而專用變頻器分為兩大部分，整流器和逆變器。整流器為逆變器提供穩(wěn)定的直流電源，同時(shí)提高系統(tǒng)功率因數(shù)，降低對(duì)電網(wǎng)諧波污染和功耗?？煽氐恼髌鬟€能在專用電源故障時(shí)，將裝置產(chǎn)生的反電勢(shì)回饋給電網(wǎng)，避免專用設(shè)備的損壞。專用變頻器整流裝置最初是由可控硅組成的一個(gè)非線性電路，會(huì)在電網(wǎng)中產(chǎn)生大量的電流諧波,電流失真度高，功率因數(shù)一般低于0.8。采用多重化整流的方式可大幅降低電流諧波，但是仍屬于不可控整流，直流電壓受電網(wǎng)波動(dòng)影響大。且功率整流器對(duì)直流電壓的穩(wěn)定性要求更高，不宜采用不可控的整流方式。采用脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation, PWM)技術(shù)的整流器，可對(duì)直流電壓和網(wǎng)側(cè)電流進(jìn)行控制，可以消除大部分電流諧波，實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流正弦化，且運(yùn)行于單位功率因數(shù)，真正實(shí)現(xiàn) “綠色電能變換”，尤其是大量使用時(shí)能大大減少對(duì)電網(wǎng)的污染，因此不需要加裝電流諧波濾波器及功率因數(shù)補(bǔ)償裝置，從而降低運(yùn)行成本。

原300 kW變頻器的整流器采用正弦脈寬調(diào)制(SPWM)控制方式，較好地實(shí)現(xiàn)了整流器的性能指標(biāo)，但采用空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)技術(shù)控制的整流器具有更突出的優(yōu)點(diǎn)[1]：(1) 電壓利用率高。SVPWM控制比SPWM控制的電壓利用率高15.4%，相同直流電壓條件下，由于直流電壓利用率的提高，可提高PWM整流器網(wǎng)側(cè)電壓，從而相對(duì)減小了PWM整流器網(wǎng)側(cè)電流，運(yùn)行效率高，降低了網(wǎng)側(cè)及功率管通態(tài)損耗。(2) 開(kāi)關(guān)頻率低。在相同波形品質(zhì)條件下，SVPWM控制比SPWM控制的開(kāi)關(guān)頻率更低，平均約降低30%，有效降低了功率開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)損耗。(3) 動(dòng)態(tài)性能好。SVPWM控制比SPWM控制擁有更好的動(dòng)態(tài)性能，采用SVPWM進(jìn)行電流控制時(shí)，根據(jù)被跟蹤的電流矢量，可以優(yōu)化選擇三相電壓空間矢量，進(jìn)行PWM電流的跟蹤控制，在相對(duì)低的開(kāi)關(guān)頻率條件下更好的跟蹤電流指令。

設(shè)計(jì)可以無(wú)差跟蹤電壓相位的鎖相環(huán)和抑制整流器啟動(dòng)時(shí)刻的電壓沖擊是基于SVPWM算法的整流器亟待解決的問(wèn)題。開(kāi)展SVPWM整流器試驗(yàn)平臺(tái)研制，軟件應(yīng)用SVPWM技術(shù)，采用固定開(kāi)關(guān)頻率雙閉環(huán)電流控制策略。從控制方法研究、仿真分析和主控芯片的控制程序設(shè)計(jì)，驗(yàn)證SVPWM整流器的可行性。

1 整流器試驗(yàn)平臺(tái)設(shè)計(jì)

1.1 總體設(shè)計(jì)

SVPWM整流器試驗(yàn)平臺(tái)為電壓型PWM整流器，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示于圖1。主電路采用三相橋式結(jié)構(gòu)，交流側(cè)采用三相對(duì)稱的無(wú)中線連接方式，三相全橋電路由電抗器Li(i=a,b,c)、六個(gè)功率開(kāi)關(guān)管IGBT反并聯(lián)續(xù)流二級(jí)管、濾波電容C及負(fù)載電阻R組成。電感用于濾除網(wǎng)側(cè)諧波電流；采用適當(dāng)?shù)目刂撇呗钥刂茦虮凵?個(gè)開(kāi)關(guān)管，改變開(kāi)關(guān)元件觸發(fā)信號(hào)的相位及各脈沖寬度，實(shí)現(xiàn)對(duì)網(wǎng)側(cè)電流的控制；直流側(cè)采用電容進(jìn)行直流儲(chǔ)能，從而使整流器直流側(cè)呈低阻抗的電壓源特性，保持直流電壓穩(wěn)定[2]。

控制系統(tǒng)主要包括三部分：供電板、整流器主控板、觸摸屏。供電板將整流器輸出直流母線上的高壓直流電轉(zhuǎn)換為+24 V直流電，為整流器控制板供電。整流器主控板為整流器的控制核心，以數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)TMS320F28335為核心, 主頻高達(dá)150 MHz，具有強(qiáng)大的信號(hào)處理能力和豐富的外部單元，可以實(shí)現(xiàn)整流器的控制算法和控制功能。觸摸屏實(shí)現(xiàn)整流器運(yùn)行參數(shù)實(shí)時(shí)顯示、在線調(diào)試。

1.2 控制系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

整流器試驗(yàn)平臺(tái)核心控制芯片選用的是美國(guó)TI公司32位的TMS320F28335數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)，主頻高達(dá)150 MHz，具有強(qiáng)大的信號(hào)處理能力；提供了豐富的外部單元，集成常用的外圍設(shè)備如：模擬量數(shù)字量(A/D)轉(zhuǎn)換、PWM脈沖輸出以及數(shù)字量輸入輸出(GPIO)等，因此控制系統(tǒng)可以用較少的外圍設(shè)備就可以實(shí)現(xiàn)[3]。

整流器試驗(yàn)平臺(tái)的控制系統(tǒng)硬件電路包括五部分：供電設(shè)計(jì)、DSP芯片外圍設(shè)計(jì)、信號(hào)采集與檢測(cè)電路、PWM脈沖驅(qū)動(dòng)接口、通訊接口等。

供電設(shè)計(jì)。將+24 V轉(zhuǎn)換成+5 V、±15 V、3.3 V、+1.9 V等多種類型電源，為控制電路供電。

DSP芯片及外圍電路設(shè)計(jì)。采用主頻150 MHz的TMS320x28335芯片進(jìn)行信號(hào)處理，完成控制算法處理與工作流程控制。

信號(hào)采集電路。模擬量采集電路完成電網(wǎng)電壓、電流、直流電壓進(jìn)行信號(hào)采集；開(kāi)關(guān)量信號(hào)采用干接點(diǎn)方式，實(shí)現(xiàn)DSP與逆變器主控單元的信號(hào)聯(lián)絡(luò)以及整流器主接觸器的控制。

PWM脈沖驅(qū)動(dòng)電路。對(duì)DSP輸出的PWM脈沖信號(hào)進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換，并對(duì)絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor, IGBT)故障信號(hào)進(jìn)行鎖存處理。

通訊接口電路。利用通訊處理芯片ADM4587使DSP與觸摸屏建立485通訊，實(shí)現(xiàn)整流器運(yùn)行參數(shù)的實(shí)時(shí)顯示，以及調(diào)試參數(shù)的在線修改。

1.3 控制系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

主程序完成DSP芯片的初始化，包括系統(tǒng)時(shí)鐘及中斷、PWM模塊初始化、串行通訊初始化、串行外設(shè)接口初始化、A/D模數(shù)轉(zhuǎn)換初始化、用戶自定義寄存器等。

主程序是整流器控制系統(tǒng)的核心，主要判斷系統(tǒng)的工作狀態(tài)，控制程序的執(zhí)行順序，實(shí)現(xiàn)整流器的各種系統(tǒng)功能、保護(hù)功能、停電自啟功能等。主程序流程圖示于圖2。

圖2 主程序流程圖Fig.2 Main program flow chart

中斷服務(wù)程序設(shè)計(jì)。中斷服務(wù)處理中最重要的是控制算法，需要利用捕捉中斷，PWM定時(shí)器周期中斷共同實(shí)現(xiàn)。

PWM定時(shí)器周期中斷子程序。主要完成信號(hào)的AD采樣，將轉(zhuǎn)換結(jié)果進(jìn)行軟件濾波，定標(biāo)處理后參與計(jì)算；執(zhí)行電壓、電流雙閉環(huán)比例積分調(diào)節(jié)，控制脈沖寬度，由PWM1、2、3產(chǎn)生3對(duì)相位互差120度的PWM脈沖。

此外還包括，在外部中斷中對(duì)IGBT 故障保護(hù)；在串行通訊中斷中完成DSP與觸摸屏的數(shù)據(jù)傳輸工作。

2 SVPWM整流器控制策略及關(guān)鍵技術(shù)

2.1 雙環(huán)控制策略

圖3 SVPWM整流器控制策略原理圖Fig.3 Block diagram of Control Strategy for SVPWM rectifier

2.1.1電壓外環(huán) 電壓外環(huán)采用比例積分控制算法，如公式(1)所示：

(1)

式中，KVP為電壓外環(huán)調(diào)節(jié)器比例系數(shù)；KVI為電壓外環(huán)調(diào)節(jié)器積分系數(shù)。

從公式(1)中可以看出，電流內(nèi)環(huán)有功分量的給定值由電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器輸出，直流側(cè)電壓的波動(dòng)反應(yīng)就是整流器系統(tǒng)中有功分量的流動(dòng)，將其PI調(diào)節(jié)值作為有功電流分量的給定可以實(shí)時(shí)捕捉網(wǎng)側(cè)有功電流與直流側(cè)的能量變化，在單位功率因數(shù)控制下，將直流側(cè)電壓波動(dòng)以電流的形式參與運(yùn)算從而實(shí)現(xiàn)對(duì)直流側(cè)電壓的間接控制。

該整流器屬于非線性強(qiáng)耦合控制系統(tǒng)，而采用公式(1)所示的電壓外環(huán)控制算法，可以保證電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器始終工作在系統(tǒng)工作點(diǎn)附近的線性區(qū)域，從而提高系統(tǒng)工作點(diǎn)大范圍變化時(shí)的穩(wěn)定性[5]。

2.1.2電流內(nèi)環(huán) 三相坐標(biāo)系中的整流器因?yàn)樵O(shè)計(jì)和分析的方便，往往通過(guò)坐標(biāo)變換將其化簡(jiǎn)到同步旋轉(zhuǎn)的d-q坐標(biāo)系中。一般通過(guò)兩步變換，首先通過(guò)clark變換將靜止的三相坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換為兩相靜止坐標(biāo)系(α-β坐標(biāo)系)，采用等功率變換，則變換矩陣為：

(2)

則三相電流、電壓信號(hào)可以變換為α-β坐標(biāo)系中的旋轉(zhuǎn)向量，即

(3)

(4)

再通過(guò)軟件鎖相環(huán)獲得a相電網(wǎng)電壓的同步角頻率，進(jìn)行park變換，將兩相靜止坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換為同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(d-q坐標(biāo)系)，變換矩陣為:

(5)

則

(6)

(7)

將電流矢量與d軸重合，則q軸的電流分量為0。

對(duì)三相電壓型整流器而言，其d-q坐標(biāo)系下的模型可描述為：

(8)

(9)

式中，ed、eq為電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)矢量Edq的d、q分量；vd、vq為三相整流器交流側(cè)電壓矢量Vdq的d、q分量；id、iq為三相整流器交流側(cè)電流矢量Idq的d、q分量；p為微分算子。

為實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)，電流矢量與d軸重合，為使得控制電流矢量與電壓同相位，則電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)矢量Edq也與d-q坐標(biāo)系中的d軸重合，則電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)矢量q軸分量eq=0。

(10)

(11)

將公式(10)、公式(11)代入公式(8)，并化簡(jiǎn)得：

(12)

顯然，公式(12)表明，基于前饋解耦的控制算法公式(10)、公式(11)使三相整流器的電流內(nèi)環(huán)實(shí)現(xiàn)了解耦控制，解耦控制框圖示于圖4[6]。

圖4 前饋解耦控制框圖Fig.4 Feedforward decoupling control block diagram

2.2 三相軟件鎖相環(huán)(SPLL)

為使得功率因數(shù)為1，必須獲得電網(wǎng)電壓的同步相位，來(lái)得到與電網(wǎng)電壓同相位的角度參與坐標(biāo)變換和空間矢量的相位信息。因此通過(guò)鎖相環(huán)來(lái)獲取與電網(wǎng)電壓同相位的角度信息對(duì)于整流器功能的實(shí)現(xiàn)至關(guān)重要。采用一種基于d-q變換的純軟件鎖相環(huán)，通過(guò)對(duì)三相電壓的采集進(jìn)行坐標(biāo)變換，無(wú)需進(jìn)行過(guò)零點(diǎn)捕捉，避免因過(guò)零點(diǎn)誤捕捉導(dǎo)致的失鎖問(wèn)題，且鎖相精度更高[7]。

整流器軟件鎖相環(huán)原理(a)和控制框圖(b)示于圖5[8]。鎖相環(huán)(圖5a)是一個(gè)輸出信號(hào)能夠跟蹤輸入信號(hào)相位的閉環(huán)自動(dòng)控制系統(tǒng)。它包括鑒相器(PD)、環(huán)路濾波器(LF)和壓控振蕩器(VCO)。其基本工作原理是鑒相器輸入信號(hào)電網(wǎng)電壓和控制系統(tǒng)內(nèi)部同步信號(hào)的相位差信號(hào)轉(zhuǎn)變成電壓，經(jīng)過(guò)環(huán)路濾波器濾波后取控制壓控振蕩器，從而整系統(tǒng)內(nèi)部同步信號(hào)的頻率和相位，使之和輸入信號(hào)電網(wǎng)電壓同步。三相SPLL的基本工作原理是數(shù)字鑒相器將輸入的三相電壓信號(hào)和SPLL內(nèi)部同步信號(hào)的相位差轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷髁?，?jīng)過(guò)低通濾波器后控制壓控振蕩器，從而調(diào)整系統(tǒng)內(nèi)部信號(hào)的頻率和相位，使之和輸入電壓的相位同步，如圖5b[9]。鎖相對(duì)應(yīng)于鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)，虛線框里的變換相當(dāng)于鑒相器，即三相電壓變換為同步旋轉(zhuǎn)的直流量Ud、Uq，PI調(diào)節(jié)器相當(dāng)于環(huán)路濾波器，積分環(huán)節(jié)相當(dāng)于壓控振蕩器。ωref為壓控振蕩器的固有頻率，此處ωref=100π，對(duì)應(yīng)于電網(wǎng)額定頻率。

圖5 整流器軟件鎖相環(huán)原理(a)和控制框圖(b)Fig.5 Software phase-locked loop control block diagram of rectifier

構(gòu)架基于DSP實(shí)現(xiàn)的三相軟件鎖相環(huán)的整個(gè)流程示于圖6。在程序執(zhí)行時(shí)，使用所有變量的初始化值進(jìn)行計(jì)算，如果鎖相環(huán)參數(shù)合理并且收斂，整個(gè)鎖相環(huán)會(huì)很快入鎖。另外，PI控制器輸出量需要做限幅處理。

2.3 解耦控制電壓項(xiàng)調(diào)整策略

對(duì)于整流器的控制系統(tǒng)，在軟件實(shí)現(xiàn)的過(guò)程中，受限于控制芯片的運(yùn)行速率，不可避免的會(huì)出現(xiàn)系統(tǒng)延時(shí)，AD采集過(guò)程、PI調(diào)節(jié)環(huán)節(jié)、大量數(shù)學(xué)運(yùn)算環(huán)節(jié)的存在、功率開(kāi)關(guān)管的延時(shí)等會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)無(wú)法完全實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)控制，直接導(dǎo)致鎖相環(huán)計(jì)算的角度與實(shí)際角度存在誤差，使得相位偏移，影響高功率因數(shù)的實(shí)現(xiàn)。

圖6 SPLL軟件實(shí)現(xiàn)流程Fig.6 SPLL software implementation process

同時(shí)，軟件參數(shù)歸一化，模數(shù)轉(zhuǎn)換的誤差，也會(huì)導(dǎo)致輸出的預(yù)期幅值和實(shí)際幅值的誤差，為此，需要對(duì)鎖相角度和幅值系數(shù)進(jìn)行調(diào)整。為此，制定解耦控制電壓項(xiàng)調(diào)整策略，方法示于圖7。將輸入電抗器與整流橋脫開(kāi)，接入RC濾波電路，在整流器直流側(cè)接入直流電壓，用逆變的方式輸出，網(wǎng)側(cè)電壓經(jīng)電抗器輸出和整流橋逆變輸出幅值相位須完全一致，方可保證整流器鎖相相位和實(shí)際一致且驅(qū)動(dòng)輸出幅值與預(yù)期一致。

圖7 電壓相位、幅值補(bǔ)償原理圖Fig.7 Principle Diagram of voltage phase and amplitude compensation

解耦控制電壓項(xiàng)調(diào)整策略可實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)跟蹤，減輕電流環(huán)PI調(diào)節(jié)的負(fù)擔(dān)，使得控制系統(tǒng)更加穩(wěn)定，PI參數(shù)調(diào)節(jié)更加容易。

2.4 直流電壓、交流電流啟動(dòng)沖擊抑制策略

在整流器啟動(dòng)瞬間，由于預(yù)設(shè)的指令電壓與二極管整流的直流電壓相差比較大，電壓外環(huán)的PI調(diào)節(jié)會(huì)瞬間達(dá)到上限，使得直流電壓快速上升。同時(shí)，電流環(huán)有功環(huán)路，因采用直流電壓外環(huán)的PI調(diào)節(jié)值作為指令電壓，也會(huì)使得有功電流環(huán)路PI調(diào)節(jié)值瞬間達(dá)到最大，而無(wú)功環(huán)路因未啟動(dòng)時(shí)，自然整流功率因數(shù)較低，無(wú)功電流分量較大，而整流器期望功率因數(shù)為1，無(wú)功電流趨于0，同樣使得無(wú)功電流環(huán)路PI調(diào)節(jié)值達(dá)到最大。會(huì)導(dǎo)致在整流器啟動(dòng)瞬間直流電壓和交流電流出現(xiàn)過(guò)大的沖擊，尤其在設(shè)置不合理的情況下，電流環(huán)甚至?xí)霈F(xiàn)超過(guò)穩(wěn)態(tài)電流幅值數(shù)倍的電流沖擊，會(huì)對(duì)硬件電路造成損壞。為此，必須采用合理的軟件控制方法，抑制啟動(dòng)直流電壓和交流電流的過(guò)沖擊。

2.3.1直流電壓沖擊的抑制 對(duì)直流電壓沖擊的抑制采用對(duì)直流電壓誤差限幅的方法。直流電壓環(huán)的控制方法是將指令電壓和實(shí)際電壓的誤差值ΔUdc送入PI調(diào)節(jié)器,再輸出到電流環(huán)作為有功電流環(huán)路的指令值，為了避免輸出過(guò)大，除了對(duì)PI調(diào)節(jié)器的輸出作限幅之外，還可以對(duì)ΔUdc進(jìn)行限幅。設(shè)置一個(gè)誤差限制(-ΔUMAX，ΔUMAX)，當(dāng)誤差超過(guò)上限ΔUMAX，時(shí)，送入PI調(diào)節(jié)器的ΔUdc=ΔUMAX；當(dāng)誤差超過(guò)下線-ΔUMAX時(shí)，送入PI調(diào)節(jié)器的ΔUdc=-ΔUMAX；當(dāng)誤差在限幅范圍內(nèi)時(shí)，則輸入PI調(diào)節(jié)器的值為當(dāng)前值。軟件流程示于圖8。

圖8 直流誤差限幅流程Fig.8 DC error limiting flow chart

由此在啟動(dòng)時(shí)，盡管誤差值較大，但是送入控制器的調(diào)節(jié)量卻總能控制在一定范圍內(nèi)，經(jīng)調(diào)試，達(dá)到較理想狀態(tài)ΔUMAX設(shè)定為4 V。

為此，在兩個(gè)電流環(huán)路的PI調(diào)節(jié)輸出量前加一個(gè)系數(shù)，每進(jìn)一次PWM中斷就增大系數(shù)，直至系數(shù)為1，電流環(huán)完整介入控制中。經(jīng)調(diào)試驗(yàn)證，系數(shù)初值為0.01，每次增加0.001，約0.165 s后，即大約8個(gè)市電周期后，電流環(huán)完整介入控制。電流環(huán)緩慢介入控制策略流程示于圖9。

圖9 電流環(huán)緩慢介入控制策略流程Fig.9 Flow chart of current loop slowly intervening control strategy

3 SVPWM整流器功能測(cè)試及帶載試驗(yàn)

3.1 單相功能試驗(yàn)

3.1.1鎖相環(huán)測(cè)試 將鎖相環(huán)輸出角度對(duì)角度為0時(shí)進(jìn)行捕捉，通過(guò)IO口輸出電平，每次過(guò)0，輸出電平翻轉(zhuǎn)，與A相電壓波形進(jìn)行比較，測(cè)試鎖相過(guò)0位置是否正確。

由實(shí)驗(yàn)得知，鎖相位置與A相電壓相差90°，且三相電壓以d軸定向做d-q變換后，落在d軸負(fù)方向，因此需對(duì)角度進(jìn)行補(bǔ)償，同時(shí)對(duì)d-q坐標(biāo)變換進(jìn)行調(diào)整。將變換矩陣的三角函數(shù)減去90°，則變換公式調(diào)整為

(13)

同時(shí)，鎖相環(huán)輸出角度減去90°。三相電壓以d軸定向做d-q變換后，落在d軸正方向，鎖相正確。

3.1.2解耦控制電壓項(xiàng)調(diào)整 按照?qǐng)D6所示方法，進(jìn)行調(diào)整，鎖相角度補(bǔ)償5°，電壓系數(shù)為0.78。實(shí)現(xiàn)兩處電壓幅值、相位一致。

3.1.3直流電壓、交流電流啟動(dòng)抑制試驗(yàn) 未采取措施前，整流器啟動(dòng)時(shí)波形示于圖10。由圖10可見(jiàn)，啟動(dòng)的沖擊電流和沖擊電壓高于穩(wěn)態(tài)時(shí)數(shù)倍，會(huì)給整流器帶來(lái)極大的風(fēng)險(xiǎn)。

圖10 抑制前啟動(dòng)波形Fig.10 Suppress the pre-start waveform

加入抑制策略后，整流器啟動(dòng)時(shí)波形示于圖11。由此可見(jiàn)，直流電壓、交流電流的抑制策略有效，很好實(shí)現(xiàn)了啟動(dòng)沖擊的抑制。

圖11 抑制后啟動(dòng)波形Fig.11 Suppressed boot waveform

3.2 整流器原理樣機(jī)試驗(yàn)

為測(cè)試整流器算法和控制策略搭建整流器試驗(yàn)平臺(tái)。試驗(yàn)平臺(tái)額定功率12 kW，預(yù)期目標(biāo)直流電壓600 V，直流穩(wěn)定誤差±5%，功率因數(shù)大于0.95，電流失真度小于5%。

采用電網(wǎng)側(cè)接調(diào)壓器逐步升壓試驗(yàn)。額定直流電壓為600 V。三相線電壓從50 V逐步升高到電網(wǎng)電壓380 V，直流電壓也隨著輸入電壓逐步升高到600 V。整流器直流母線接入25 Ω純阻負(fù)載，直流600 V時(shí)，因負(fù)載功率超過(guò)額定功率，接入50 Ω純阻負(fù)載。整個(gè)過(guò)程中，啟動(dòng)沖擊小，直流電壓，交流電流快速調(diào)節(jié)。實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)列于表1。

表1 升壓試驗(yàn)情況Table 1 Boost test condition

從表1看出，功率因數(shù)大于99.8%，遠(yuǎn)高于技術(shù)指標(biāo)的95%，電流失真度也在5%以內(nèi)，直流電壓波動(dòng)小于0.5 V，同樣遠(yuǎn)好于技術(shù)指標(biāo)要求。試驗(yàn)效果良好，驗(yàn)證了算法程序的有效性。

三相電壓、三相電流矢量圖示于圖12。由圖12可見(jiàn)三相電壓和三相電流的相位基本一致，且平衡度很好。

A相電壓、A相電流波形和直流電壓波形示于圖13。由圖13結(jié)果可知，通過(guò)鎖相環(huán)和控制算法，實(shí)現(xiàn)了網(wǎng)側(cè)電壓電流同相位與單位功率因數(shù)，輸出直流電壓穩(wěn)定，波動(dòng)小于1 V。

圖12 三相電壓、電流矢量圖Fig.12 Three-phase voltage and current vector diagram

圖13 A相電壓、電流及直流電壓波形圖Fig.13 Waveform of phase A current, voltage and DC voltage

4 結(jié)論

介紹了SVPWM整流器的基本結(jié)構(gòu)、工作原理，根據(jù)整流器選用的雙環(huán)控制策略，對(duì)控制算法模型進(jìn)行了詳細(xì)分析，搭建了試驗(yàn)平臺(tái)，對(duì)理論進(jìn)行驗(yàn)證。從軟件角度對(duì)SVPWM整流器控制理論進(jìn)行分析和驗(yàn)證，對(duì)整流器軟件編寫(xiě)中鎖相環(huán)角度修正，解耦控制量調(diào)整，啟動(dòng)電壓電流沖擊等關(guān)鍵技術(shù)提出了解決方案。通過(guò)SVPWM整流器功能測(cè)試及帶載試驗(yàn)，結(jié)果證明關(guān)鍵技術(shù)解決方案的有效性，整流器原理樣機(jī)功率因數(shù)大于99.8%，電流失真度在5%以內(nèi)，直流電壓波動(dòng)小于0.5 V。試驗(yàn)效果良好，驗(yàn)證了算法程序的有效性，同時(shí)也表明SVPWM的雙環(huán)控制策略具有非常好的應(yīng)用效果。整流器在實(shí)驗(yàn)工程中，直流電壓波動(dòng)很小，為變頻器提供了穩(wěn)定的直流電壓，且能保證功率因數(shù)為1，對(duì)電網(wǎng)和變頻器起到了有效保護(hù)。為下一步進(jìn)行12脈波多重化SVPWM整流器試驗(yàn)打下基礎(chǔ)。