逆變器單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID電流控制策略研究

張科 ，劉剛，王秀茹，黃華峰，韓少華，王科龍

（1.國網(wǎng)江蘇省電力有限公司宿遷供電分公司，江蘇 宿遷 223800；2.上海金智晟東電力科技有限公司，上海 200233）

隨著能源消耗的日益嚴重，新能源的開發(fā)成為各國首要目標，光伏發(fā)電是一種清潔能源發(fā)電方式，在光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中，逆變器主要實現(xiàn)光伏電池板的最大功率點跟蹤及進網(wǎng)電流控制[1]。然而在光伏并網(wǎng)中，傳統(tǒng)的兩電平逆變器已經(jīng)無法滿足要求。由此，多電平技術(shù)應(yīng)運而生，多電平逆變器的思想從提出至今出現(xiàn)了很多拓撲，其中發(fā)明較早、使用較多的當屬二極管中點鉗位型（neutral point clamped，NPC）逆變拓撲，而本文的研究對象是在二極管NPC型三電平的基礎(chǔ)上發(fā)展而來，改善了所用的開關(guān)管較多、開關(guān)損耗不一致等劣勢。所以，文本的研究對象為T型三電平逆變器[2]。

最常用的并網(wǎng)電流控制方法是基于同步旋轉(zhuǎn)坐標系下的PI控制，該控制方法把三相電網(wǎng)電壓、并網(wǎng)電流變換至兩相旋轉(zhuǎn)坐標系下，采用PI控制和電網(wǎng)電壓前饋控制對并網(wǎng)電流的有功分量和無功分量分別進行調(diào)節(jié)，實現(xiàn)較為容易，但其在動態(tài)的過程中不具備快速調(diào)節(jié)的能力，特別是在電網(wǎng)發(fā)生非正常工況時，還必須增添針對不正常工況的控制方案[3-4]。文獻[5-6]采用了比例復(fù)數(shù)積分PCI控制，該控制方法與PR控制具有相似的數(shù)學表達式，可以對并網(wǎng)電流實現(xiàn)無差控制，PR控制沒有考慮復(fù)數(shù)項，而PCI考慮了復(fù)數(shù)項，穩(wěn)定裕度較大、動態(tài)響應(yīng)較快，但當電網(wǎng)電壓不平衡時，PCI控制無法精確控制并網(wǎng)電流。文獻[7]采用滯環(huán)控制，該控制方法通過設(shè)置滯環(huán)寬度，在三相靜止坐標系、兩相靜止坐標系或者兩相旋轉(zhuǎn)坐標系下調(diào)節(jié)系統(tǒng)穩(wěn)定性，雖然可以實現(xiàn)并網(wǎng)電流準確與快速的跟蹤，但是這與模型預(yù)測控制一樣會有開關(guān)頻率不確定的固有缺陷，因此會造成濾波器的設(shè)計難度增大。

傳統(tǒng)的PID調(diào)節(jié)器通常適用于穩(wěn)態(tài)工況下，能夠?qū)崿F(xiàn)很好的跟蹤性能，但是隨著給定的變化，傳統(tǒng)PID調(diào)節(jié)器的固定參數(shù)不一定能適用于所有工況。本文提出一種將單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)器電流閉環(huán)控制方案應(yīng)用于T型三電平逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)之中的策略[8-9]，用于在光伏發(fā)電系統(tǒng)中光照強度隨機情況下，能夠根據(jù)光照強度的大小實時改變電流的大小，從而使逆變器的功率隨著光照強度的變化而變化，在復(fù)雜的環(huán)境下依然能夠?qū)崿F(xiàn)并網(wǎng)電流的快速跟蹤。

1 T型三電平逆變器拓撲

圖1為本文的控制對象T型三電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)。它是一種二極管NPC型三電平拓撲的改進結(jié)構(gòu)，主要的改進是每一相通過兩個反并聯(lián)二極管的IGBT將逆變器橋口電壓控制在直流側(cè)的電容中點，這樣就能夠?qū)崿F(xiàn)中點電位的控制。

圖1 T型三電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of T-type three-level inverter

以a相為例，對本文的拓撲T型三電平逆變器的工作過程進行簡單介紹。從圖1中可以看出，a相的結(jié)構(gòu)相當于在兩電平逆變器的結(jié)構(gòu)上添加了上、下分壓電容，并且兩個電容的容值相等。當系統(tǒng)工作時，上、下兩個電容上所承擔的電壓分別是UC1=UC2=Udc/2。而中點與橋口之間添加了兩個反并聯(lián)二極管的IGBT開關(guān)管Sa2，Sa3，實現(xiàn)中點對地鉗位功能。Sa2和Sa3管子的耐壓為Udc/2，Sa1和Sa4管子的耐壓為Udc，相比二極管NPC型逆變器增大了1倍[10]。

本文采用的開關(guān)管工作方式與二極管NPC型三電平逆變器相類似，即當開關(guān)管Sa1和Sa2導通、Sa3和Sa4關(guān)斷時，a相逆變橋輸出相對于零電位參考點O的電平為高電平Udc/2；當開關(guān)管Sa2和Sa3導通、Sa1和Sa4關(guān)斷時，a相逆變橋輸出端電平為零電平；當開關(guān)管Sa3和Sa4導通、Sa1和Sa2關(guān)斷時，a相逆變橋輸出端電平為低電平-Udc/2。Sa1和Sa3，Sa2和Sa4的觸發(fā)脈沖互補，為了防止橋臂直通，Sa1和Sa4不能同時導通，4個開關(guān)管的工作狀態(tài)與逆變器輸出電平的對應(yīng)關(guān)系如表1所示，即逆變輸出相電壓有三種電平：Udc/2，0，-Udc/2，分別對應(yīng)拓撲中的P，O，N三種狀態(tài)。

表1 T型三電平逆變器開關(guān)狀態(tài)與輸出電平對應(yīng)關(guān)系Tab.1 Relationship between the switching state and output level of T-type three-level inverter

圖2為T型三電平逆變器a相的開關(guān)時序圖，其中ura為a相正弦調(diào)制波，uc為三角載波，uga1～uga4分別表示a相4個開關(guān)管Sa1～Sa4的驅(qū)動信號。由圖2可看出，Sa1和Sa3的觸發(fā)脈沖互補，Sa2和Sa4的觸發(fā)脈沖互補，遵循上述工作原則。

圖2 a相PWM脈沖序列Fig.2 PWM pulse sequences of phase a

2 單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)器

單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)器的等效過程如圖3所示。

圖3 單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)器等效模型Fig.3 Equivalent model of single neuron adaptive PID regulator

圖3中，K為該過程中的增益值，所以可以得到如下式的關(guān)系式：

式中：X為輸入向量；W為連接權(quán)值向量。

根據(jù)式（1）可以得到輸出的表達式為

式中：u（k）為輸出值。

本文所提方案的基礎(chǔ)是單神經(jīng)元，該方案的優(yōu)點是具有自調(diào)節(jié)以及自主學習的能力，因此將上述理論與傳統(tǒng)的PID調(diào)節(jié)器進行組合控制，能夠消除傳統(tǒng)PID調(diào)節(jié)器固定參數(shù)的缺點。單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)過程框圖如圖4所示。

圖4 單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)過程框圖Fig.4 Process diagram of single neuron adaptive PID regulator

單神經(jīng)元的輸入與輸出之間的變化關(guān)系如下式：

控制量計算公式為

其中，x1（k）類似于傳統(tǒng)PID調(diào)節(jié)器中的積分項；x2（k）類似于傳統(tǒng)PID調(diào)節(jié)器中的比例項；x3（k）類似于傳統(tǒng)PID調(diào)節(jié)器中的微分項。相對于傳統(tǒng)的PID調(diào)節(jié)器來說，本文所提的方案中wi（k）有自主學習的能力，能夠根據(jù)給定的不同進行實時自主整定，相對于傳統(tǒng)的PID調(diào)節(jié)器參數(shù)固定的缺陷，單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)器無疑具備更高的優(yōu)勢。

單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)器中wi（k）的學習能力是基于某種特定的規(guī)律的，系統(tǒng)的差異導致規(guī)律的不同，根據(jù)實際系統(tǒng)設(shè)計不同的學習規(guī)律才能夠使得本文所提方案的優(yōu)勢最大化。常用的學習規(guī)律有三類：無監(jiān)督的Hebb學習規(guī)律、有監(jiān)督的Delta學習規(guī)律和有監(jiān)督的Hebb學習規(guī)律。對于無監(jiān)督的Hebb學習規(guī)律而言，可能會導致連接權(quán)值無限增大的問題；對于有監(jiān)督的Delta學習規(guī)律而言，在計算過程中又可能會導致陷入局部極小的問題；而將前兩種學習規(guī)律結(jié)合起來即為有監(jiān)督的Hebb學習規(guī)律[11-12]，可根據(jù)要求進行自主學習和自調(diào)節(jié)，是一種適合本文T型三電平逆變器的方案。

有監(jiān)督的Hebb學習規(guī)律如下：

式中：wij為單元j到i的輸出值；η為自主學習的快慢，一般是大于0的；di為希望得到的控制量；oi，oj分別為單元i和j的輸出值。

將式（5）作為本文的自調(diào)節(jié)方案的學習規(guī)律，可以得到本文輸出的表達式為

三個權(quán)值的更新規(guī)律為

式中：ηI，ηP，ηD為所對應(yīng)自主學習快慢，遵循有監(jiān)督的Hebb學習規(guī)律中自主學習快慢的取值規(guī)律，通常三者取值不一致。

本文主要是控制并網(wǎng)電流，具體流程如圖5所示。

圖5 控制流程框圖Fig.5 Control flow chart

3 穩(wěn)定性分析

本系統(tǒng)采用的單神經(jīng)元自適應(yīng)PID調(diào)節(jié)器是一種非線性調(diào)節(jié)過程，因此采用李雅普諾夫直接法來進行分析。

首先構(gòu)造能量函數(shù)為

在學習過程中，其變化為

由于下式：

系統(tǒng)誤差e的變化為

由式（11）～式（13）可推出：

根據(jù)Lyapunov直接法進行判定，有如下幾個方面[13]：

1）根據(jù)式（10）計算的V（k）是一個正定的能量函數(shù)；

2）能量函數(shù)具備連續(xù)的一階導數(shù)，其取值隨著k值得增大而增大；

以上三點都成立時，那么可以將函數(shù)V（k）視為Lyapunov函數(shù)。從上述三點可以看出，前兩點在動態(tài)過程中（即k值在變化）也是能夠達到要求的，這時可以將學習速率的取值減小，使得ΔV（k）為負定函數(shù)。因此當k越來越大時，e（k）的值將無限接近于零，即系統(tǒng)穩(wěn)定。

4 實驗與結(jié)論

搭建了T型三電平逆變器實驗平臺，用于驗證本文所提出的單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)器用于T型三電平逆變器并網(wǎng)電流的快速跟蹤。平臺使用意法公司的STM32F407ZG作為核心數(shù)字控制芯片，并使用Altera公司的EPM240型號CPLD作為輔助控制芯片，直流電源使用Myway電源。具體電路參數(shù)為：電網(wǎng)濾波電感L=6 mH，直流側(cè)電容C1=C2=1 500 μF，開關(guān)頻率10 kHz，直流母線電壓200 V，電網(wǎng)相電壓100 V，并網(wǎng)電流10/5/8 A。圖6為系統(tǒng)整體控制框圖。

圖6 系統(tǒng)整體控制框圖Fig.6 Overall control block diagram of the system

圖7為逆變器并網(wǎng)時，直流側(cè)上電容電壓波形和三相并網(wǎng)電流波形。觀察波形可知上電容電壓100 V，為直流側(cè)輸入的50%，中點電位達到平衡，并網(wǎng)電流ia，ib，ic呈現(xiàn)正弦，證明了本文所提方案在T型三電平逆變器并網(wǎng)時能夠?qū)﹄娏鬟M行控制。

圖7 并網(wǎng)時電網(wǎng)側(cè)波形Fig.7 Waveforms of grid side when connected to grid

圖8是驗證本文控制方法的動態(tài)效果，是并網(wǎng)電流的參考值進行變化而得到的實驗波形。從圖8b中可以觀察到，當減小并網(wǎng)電流參考值時，從給定發(fā)生變化開始到并網(wǎng)電流再次跟上給定值，動態(tài)響應(yīng)過程大約為1.1 ms。從圖8c中可以觀察到，當增大并網(wǎng)電流參考值時，從給定發(fā)生變化開始到并網(wǎng)電流再次跟上給定值，動態(tài)響應(yīng)過程大約為1.6 ms。因此可以證明單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)器具有快速的動態(tài)響應(yīng)。

圖8 參考值變化時的并網(wǎng)電流波形Fig.8 Grid-connected current waveforms with variable reference value

圖9為傳統(tǒng)PID調(diào)節(jié)器下與單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)器下的并網(wǎng)電流跟蹤對比圖。從圖9a中可以看出，在傳統(tǒng)PID調(diào)節(jié)器下的并網(wǎng)電流跟蹤上給定的時間大約為4.8 ms，而從圖9b中可以看出，單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)器下整個動態(tài)響應(yīng)時間大約為1.6 ms。因此單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)器下的并網(wǎng)電流比傳統(tǒng)PID調(diào)節(jié)器下具備更快的動態(tài)響應(yīng)速度。

圖9 并網(wǎng)電流對比波形Fig.9 Contrast waveforms of grid-connected current

本文提出將單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)器應(yīng)用于T型三電平逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)之中，用于彌補傳統(tǒng)PID調(diào)節(jié)器的動態(tài)響應(yīng)能力不足的問題。介紹了單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID原理及其自主學習的規(guī)律，用其代替?zhèn)鹘y(tǒng)PID調(diào)節(jié)器，通過實驗結(jié)果驗證了所提方案的正確性和可行性。實驗結(jié)果證明單神經(jīng)元自調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)器電流閉環(huán)方案能夠?qū)崿F(xiàn)T型三電平的并網(wǎng)，同時比傳統(tǒng)PID調(diào)節(jié)器具備更快的動態(tài)響應(yīng)過程。