500 kW光伏發(fā)電DC-DC變流器及其控制策略的研究

（中車青島四方車輛研究所有限公司，山東 青島 266031）

目前，隨著DC-DC電源在軌道交通、電動(dòng)汽車、光伏儲(chǔ)能等領(lǐng)域的應(yīng)用范圍不斷擴(kuò)展，其功率等級也在逐漸提升[1]。在大功率場合，多重化技術(shù)已經(jīng)成為提升功率等級的重要思想。所謂多重化即是將幾個(gè)結(jié)構(gòu)一致、參數(shù)相同的橋臂以相位互差一定角度的方式進(jìn)行并聯(lián)組合，成為復(fù)合型DC-DC變流器[2]的方法。

相對于傳統(tǒng)的單重DC-DC電路，多重化DCDC電路具備多個(gè)優(yōu)勢：1）有效地降低了單重橋臂的電流應(yīng)力，減小了開關(guān)器件和電抗器的功率等級[3-5]；2）在單重橋臂開關(guān)頻率不變的情況下，多重變流器總頻率變?yōu)閱螛虮鄣腘倍，減小了輸出紋波和諧波，改善了輸出品質(zhì)[6]；3）多重化變流器的各個(gè)橋臂互為備用，當(dāng)其中之一無法工作時(shí)，其余橋臂仍能維持額定功率運(yùn)行，有效提升變流器的可靠性；4）在工程應(yīng)用中，多重化能有效減小濾波電抗器、支撐電容的等級，從而達(dá)到減小變流器體積和重量的目的[7]。

多重化DC-DC電路在理想情況下具備大功率運(yùn)行時(shí)改善輸出品質(zhì)及降低器件功率等級等多個(gè)優(yōu)勢，但在實(shí)際使用中，多重化DC-DC變流器往往會(huì)因不同支路的斬波電抗器、開關(guān)管等器件參數(shù)不完全一致而出現(xiàn)電感電流的細(xì)微差別[8]，在經(jīng)過長時(shí)間的積累后將導(dǎo)致變流器在運(yùn)行中某一重支路長期處于過載或輕載狀態(tài)，無法實(shí)現(xiàn)均衡帶載，限制了變流器在大功率場合下長期使用的能力。而傳統(tǒng)的DC-DC電路為加快響應(yīng)速度，往往采用輸出電壓外環(huán)、輸入電感電流內(nèi)環(huán)控制的雙閉環(huán)控制策略[9]。在這一控制策略中，變流器被作為一個(gè)整體進(jìn)行控制，控制目標(biāo)是多重DC-DC變流器的輸出電壓和總輸入電流，每一個(gè)支路驅(qū)動(dòng)脈沖的占空比是相同的，因而每一重支路的電流無法獨(dú)立控制，無法解決電流不均衡的問題。

針對這一問題，文獻(xiàn)[10]中的三重DC-DC變換器采用了電流環(huán)獨(dú)立均流控制策略，該策略的電壓外環(huán)采用同一個(gè)電壓反饋值和指令值進(jìn)行PI運(yùn)算，PI運(yùn)算的輸出值作為3個(gè)電流內(nèi)環(huán)共同的指令值，而這3個(gè)電流內(nèi)環(huán)會(huì)根據(jù)每重支路的反饋值進(jìn)行獨(dú)立的PI運(yùn)算，得到驅(qū)動(dòng)相應(yīng)支路脈沖的占空比。由于電流內(nèi)環(huán)采用共同的指令值參與運(yùn)算，因此最終的控制目標(biāo)可實(shí)現(xiàn)各支路上電感電流相等。然而，在這一控制策略下，控制器需要4組控制器參與運(yùn)算，而且在實(shí)際使用中，當(dāng)各支路間器件參數(shù)差異較大時(shí)，3組內(nèi)環(huán)控制器甚至需要計(jì)算或調(diào)校3組不同的PI參數(shù)，增大了調(diào)試難度，也存在因某一重支路參數(shù)不合適而帶來的不穩(wěn)定因素。而且該策略仍以電壓外環(huán)為最終的控制目標(biāo)，因此均流效果并不理想。

本文推導(dǎo)了多重DC-DC變流器的電感電流紋波和諧波幅值與占空比的定量表達(dá)式，為不同升壓環(huán)境下電路拓?fù)涞倪x擇提供理論依據(jù)。同時(shí)，在傳統(tǒng)電壓、電流雙閉環(huán)控制策略的基礎(chǔ)上，串聯(lián)了占空比分配控制器對驅(qū)動(dòng)每一重支路脈沖的占空比進(jìn)行二次分配，使得每一重支路的占空比得以修正補(bǔ)償，在保證整體控制效果的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)了四重支路的均流控制。

1 四重交錯(cuò)并聯(lián)變流器原理分析

1.1 電氣拓?fù)?/h3>

本文采用的四重交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路拓?fù)淙鐖D1所示，由電感、IGBT、二極管和和濾波電容等器件構(gòu)成。其中，電感為能量傳輸元件，用4路分別移相90°的PWM信號控制開關(guān)器件T1，T2，T3，T4的導(dǎo)通和關(guān)斷，實(shí)現(xiàn)將電池側(cè)電壓升壓至1 500 V。

圖1 四重交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路Fig.1 Quadruple interleaved parallel Boost circuit

下面從時(shí)域及頻域兩個(gè)方面對多重化DC-DC變流器的電流紋波進(jìn)行分析，推導(dǎo)出多重Boost電路的總電流紋波、諧波與占空比的定量關(guān)系。

1.2 總電流紋波分析

定義開關(guān)管導(dǎo)通的占空比為D，開關(guān)周期為TS，電感電流為iL，電感電流的直流分量為I0，電感電流紋波峰峰值為ΔIL。當(dāng)電感電流連續(xù)時(shí)，電流上升的斜率為K1=ΔIL/(DTS)，電流下降的斜率為K2=-ΔIL/[(1-D)TS]，至此，單重電感電流連續(xù)時(shí)可表達(dá)為

m重變流器的總電流由m個(gè)單重變流器的電感電流合成，將占空比D分成m段，即D∈[h/m,(h+1)/m],h∈[0,m-1]，則總電流紋波峰峰值由(h+1)個(gè)斜率為K1的上升段和(mh-1)個(gè)斜率為K2的下降段疊加而成，進(jìn)而可以得到m重變流器的總電流紋波的上升斜率Ktol：

總電流上升時(shí)間為

則總電流紋波峰峰值ΔItol為

與單重變流器紋波峰峰值ΔIL之比可表示為

令m=4可得到四重變流器總電流紋波的表達(dá)式：

分別令m=2,3,4代入式（5）中得到2重、3重及4重變流器的總電流紋波占比K與占空比D的對應(yīng)曲線，如圖2所示。

圖2 總電流紋波占比和占空比關(guān)系圖Fig.2 Relationship between total ripple current ratio and duty ratio

根據(jù)上述曲線分析可得：4重Boost電路的總電流紋波恒小于其中任一重電感電流紋波，且理想情況下，當(dāng)占空比為0.25，0.5和0.75時(shí)總電流紋波為0。在系統(tǒng)電路設(shè)計(jì)時(shí)，可以充分利用這3個(gè)占空比，得到最低的電感電流紋波。

因本項(xiàng)目電池側(cè)電壓范圍500～1 000 V，額定值750 V，母線側(cè)電壓1 500 V，當(dāng)電感電流工作于連續(xù)模式（CCM）且輸入、輸出電壓均處于額定工況下時(shí)，驅(qū)動(dòng)脈沖的占空比為0.5，該種工況下選擇四重交錯(cuò)并聯(lián)Boost拓?fù)淠苡行Ы档涂傠娏骷y波。

1.3 總電流諧波分析

電感電流連續(xù)時(shí)電感上的電流如式（1）所示，將其進(jìn)行Fourier級數(shù)展開，可得：

那么，m重總電流可表達(dá)為

對于4重電路，即當(dāng)m=4時(shí)，可得：

從式（10）可得，四重化Boost電路的總電流諧波次數(shù)為4的整數(shù)倍次，且變流器的等效開關(guān)頻率為單重變流器的4倍。

單個(gè)變流器的電感電流諧波幅值如式（8）所示，對于四重化Boost而言，分別令n=1，2，3，4可以得到單重電流諧波幅值A(chǔ)n、四重化總電流諧波幅值A(chǔ)4n與占空比D的關(guān)系，分別如圖3、圖4所示。

圖3 單重DC-DC變流器諧波幅值與占空比關(guān)系Fig.3 Relationship between harmonic amplitude and duty of single DC-DC converter

圖4 四重DC-DC變流器諧波幅值與占空比關(guān)系Fig.4 Relationship between harmonic amplitude and duty of quadruple DC-DC converter

根據(jù)上述分析，四重化變流器與單重變流器相比，總電流諧波幅值明顯減小，且限制占空比區(qū)間對降低諧波幅值具有較大作用。

2 系統(tǒng)控制策略研究

2.1 改進(jìn)的雙閉環(huán)控制策略

多重化DC-DC變流器往往會(huì)因不同支路的斬波電抗器、開關(guān)管等器件參數(shù)不完全一致而導(dǎo)致某一重支路在運(yùn)行中長期處于過載或輕載狀態(tài)，限制了變流器在大功率場合下長期使用的能力。為解決傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制因無法對單重支路進(jìn)行獨(dú)立控制而出現(xiàn)的相間不均流的弊端，本文在傳統(tǒng)電壓、電流雙閉環(huán)控制策略的基礎(chǔ)上，串聯(lián)了占空比二次分配控制器，提出了改進(jìn)型雙閉環(huán)控制策略。基于該控制策略的四重交錯(cuò)并聯(lián)電路的控制框圖如圖5所示。

圖5 改進(jìn)型雙閉環(huán)控制策略結(jié)構(gòu)Fig.5 Structure of improved double closed loop control strategy

圖5中，Vo_ref為輸出目標(biāo)電壓，Io_max為輸出最大電流，兩個(gè)控制環(huán)路分別用于輸出電壓恒壓控制和輸出電流限流控制，兩個(gè)環(huán)路輸出的最小值作為外環(huán)的最終輸出——輸入功率參考值Pin_ref，并經(jīng)輸入電壓前饋補(bǔ)償?shù)玫娇傒斎腚娏鞯膮⒖贾礗4L_ref。該參考值與采樣得到的總輸入電流值I4L_avg作為電流內(nèi)環(huán)的輸入量，經(jīng)PI控制器得到占空比初始值D0。與傳統(tǒng)的雙閉環(huán)控制不同，占空比初始值并不直接用于四重支路上開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖控制，而是與四重電感電流的反饋值I1～I(xiàn)4一同作為輸入量進(jìn)入占空比分配器參與二次分配，根據(jù)檢測到的四重電感電流I1～I(xiàn)4的實(shí)際大小對D0進(jìn)行微調(diào)，進(jìn)而得到每一重支路的獨(dú)立的占空比D1～D4，實(shí)現(xiàn)四重支路間的均流控制。

占空比分配器的輸入為四重支路的電感電流I1～I(xiàn)4及占空比初始值D0，四重電感電流經(jīng)計(jì)算得到平均電流I0，然后求得該值與每一重電流的差值的絕對值e1～e4，該差值與四重電感電流平均值I0的比值作為占空比初始值D0的調(diào)節(jié)系數(shù)k1～k4，調(diào)節(jié)系數(shù)與占空比初始值D0的乘積再乘以相同的系數(shù)，并經(jīng)限幅后得到占空比的調(diào)節(jié)量ΔD1～ΔD4，在占空比初始值D0的基礎(chǔ)上加上或減去該調(diào)節(jié)量得到四重支路最終的占空比。

占空比分配器的原理框圖如圖6所示。

圖6 占空比分配器結(jié)構(gòu)Fig.6 Structure of duty distributor

2.2 電流內(nèi)環(huán)設(shè)計(jì)

Boost電路的電感電流為標(biāo)準(zhǔn)三角波，按照對電感電流的采集方式不同，可將電感電流控制模式分為：峰值電流控制、平均電流控制和滯環(huán)電流控制。

平均電流控制是通過提高電流采樣頻率，將一個(gè)PWM周期內(nèi)的多個(gè)電感電流值進(jìn)行如下式所示的平均值計(jì)算，該計(jì)算值與電流指令值做比較，誤差信號經(jīng)控制器的處理，輸出值進(jìn)入PWM發(fā)生器與載波信號作比較來控制開關(guān)管的通斷。與峰值電流控制和滯環(huán)電流控制相比較，平均電流控制法穩(wěn)態(tài)精度更高、魯棒性更好，且易于實(shí)現(xiàn)均流控制，更適合大功率場合使用。

3 仿真與實(shí)驗(yàn)

3.1 仿真分析

為了驗(yàn)證上述電路及控制策略的可行性，在Matlab/Simulink環(huán)境下對系統(tǒng)進(jìn)行仿真，搭建四重交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC變流器的主電路模型。設(shè)置參數(shù)為：輸入電壓750 V，電阻負(fù)載4.5 Ω，開關(guān)頻率1.5 kHz，控制目標(biāo)電壓1 500 V，四重支路電感量為3.2 mH，串聯(lián)電阻分別為0.05 Ω，0.1 Ω，0.15 Ω，0.2 Ω，以此來模擬實(shí)際應(yīng)用中可能出現(xiàn)的各支路阻抗不一致的情形。

控制器分別采用傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制、電流環(huán)獨(dú)立控制和基于占空比分配的改進(jìn)型雙閉環(huán)控制策略，通過對載波的延時(shí)來實(shí)現(xiàn)驅(qū)動(dòng)PWM脈沖依次移相90°，進(jìn)而完成對四重支路上開關(guān)管的交錯(cuò)并聯(lián)控制。3種控制策略下的仿真分析如下。

3.1.1 傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略

圖7為傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略（策略1）下的仿真波形。圖7a為四路支路的電感電流動(dòng)態(tài)波形，0.1～0.2 s進(jìn)行預(yù)充電，0.2～0.8 s軟啟動(dòng)，0.8 s后進(jìn)入閉環(huán)控制；圖7b為穩(wěn)態(tài)電流波形，四重支路的穩(wěn)態(tài)電流分別為320 A，160 A，110 A，90 A，未實(shí)現(xiàn)均流控制。

圖7 電感電流動(dòng)態(tài)及穩(wěn)態(tài)波形（策略1）Fig.7 Dynamic and steady state waveforms of inductance currents（strategy 1）

3.1.2 電流環(huán)獨(dú)立均流控制策略

圖8為PI獨(dú)立環(huán)控制策略（策略2）下的四重電感電流動(dòng)態(tài)仿真波形。

圖8 電感電流動(dòng)態(tài)波形（策略2）Fig.8 Dynamic state waveforms of inductance currents（strategy 2）

3.1.3 基于占空比分配的改進(jìn)型雙閉環(huán)控制

圖9為基于占空比分配的改進(jìn)型雙閉環(huán)控制策略（策略3）下的電感電流動(dòng)態(tài)及穩(wěn)態(tài)仿真波形。圖9a為占空比分配控制策略下的四重電感電流波形，由圖8及圖9a可見后2種控制策略均能實(shí)現(xiàn)均流控制。但相比于獨(dú)立PI控制，后者改進(jìn)型雙閉環(huán)控制策略占空比分配控制超調(diào)更小、穩(wěn)定時(shí)間更快。圖9b為占空比分配控制策略下四重支路的穩(wěn)態(tài)電流波形，基波幅值為172 A，峰峰值為62 A。圖9c為占空比分配控制策略下的總輸入電流穩(wěn)態(tài)波形，其總輸入電流為691 A，紋波峰峰值約為6 A，約為單重支路電流紋波的1%。仿真結(jié)果驗(yàn)證了采用四重Boost電路能顯著減小輸入側(cè)電流紋波，且基于占空比二次分配的改進(jìn)型雙閉環(huán)控制策略實(shí)現(xiàn)了變流器支路參數(shù)不一致時(shí)的均流控制。

圖9 電感電流動(dòng)態(tài)及穩(wěn)態(tài)波形（策略3）Fig.9 Dynamic and steady state waveforms of inductance currents（strategy 3）

3.2 試驗(yàn)驗(yàn)證

為充分說明上述理論分析及仿真結(jié)果的有效性，搭建了變流器樣機(jī)。變流器主要由輸入、輸出接觸器，四重Boost電路和以DSP為核心的控制系統(tǒng)構(gòu)成，驅(qū)動(dòng)各支路的脈沖信號經(jīng)光纖及驅(qū)動(dòng)板施加到IGBT模塊。

500 kW變流器樣機(jī)主要參數(shù)為：功率等級500 kW，串并聯(lián)容量2 000 kW，輸入電壓范圍500～1 000 V，輸入電壓額定值750 V，輸出電壓額定值1 500 V，電抗器參數(shù)3.2 mH，支撐電容3 600μF，開關(guān)頻率1.5 kHz。

在輸入電壓750 V，負(fù)載功率500 kW情況下，DC-DC變流器穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形如圖10所示。

圖10 單重電感電流及總輸入電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 The test waveforms of single inductance current and total input current

圖 10a中，IL1～I(xiàn)L4分別為電感 L1～L4的電流，為了方便觀察放大后的電流波形，示波器設(shè)置中已增加偏置。根據(jù)測試波形可以看出，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行狀態(tài)下4路電感上的電流在相位上依次相差168 μs，滿足四重交錯(cuò)并聯(lián)電路依次滯后1/4開關(guān)周期的要求。電感電流為標(biāo)準(zhǔn)的三角波，波動(dòng)頻率為1.5 kHz，基波幅值約為168 A，紋波電流峰峰值為64.8 A，紋波率為39%，且4路電感電流基本相等，可見電感電流均流控制效果較好。

鑒于示波器電流槍的孔徑大小限制，使用電流槍測量總輸入3根95 mm2電纜的任意1根，檢測波形如圖10b所示，根據(jù)波形可以看出，總輸入電流在疊加后的波形同樣為三角波，波動(dòng)頻率為6 kHz，是單重電感電流波動(dòng)頻率的4倍，與總電流紋波分析的結(jié)論一致?？傒斎腚娏骰ǚ导s為230 A×3=690 A，紋波電流峰峰值為5.2 A×3=15.6A，紋波率為2.3%，約為單重支路紋波率39%的1/20，可見，采用四重交錯(cuò)并聯(lián)電路拓?fù)淇捎行Ы档涂傠娏骷y波幅值，改善輸出性能。

4 結(jié)論

本文以四重交錯(cuò)并聯(lián)Boost變流器為研究對象，推導(dǎo)了多重DC-DC變流器的電感電流紋波和諧波與占空比的定量表達(dá)式，分析了采用的四重交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)在減小電流紋波、降低諧波幅值中所起的重要作用，為不同升壓比場合下電路拓?fù)涞脑O(shè)計(jì)提供了理論依據(jù)。針對傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制在四重電感電流均流控制方面的弊端，本文提出了基于占空比二次分配策略的改進(jìn)型雙閉環(huán)控制策略，在保證變流器輸出電壓、電流穩(wěn)定控制的基礎(chǔ)上可實(shí)現(xiàn)四重支路均流控制的目的。最終，通過Simulink仿真平臺(tái)以及設(shè)計(jì)的500 kW變流器樣機(jī)驗(yàn)證了四重交錯(cuò)并聯(lián)拓?fù)涞目尚行砸约八峥刂撇呗缘挠行浴?/p>