基于LCL-S的恒壓恒流切換無線電能傳輸系統(tǒng)

張 奇 楊云虎 張 楊 鄧澤卓

(安徽工業(yè)大學電氣與信息工程學院/安徽省高校電力電子與運動控制重點實驗室， 安徽 馬鞍山 243000)

與傳統(tǒng)的有線接觸式電能傳輸系統(tǒng)相比，無線電能傳輸系統(tǒng)(Wireless Power Transfer，WPT)具有非接觸操作、應用方便、安全可靠等優(yōu)點[1-3]。電動汽車制造中最常用的電池是鋰離子電池，其充電過程中的安全性非常重要。在電動汽車充電過程中，恒流(Contant Current，CC)和恒壓(Contant Voltage，CV)的充電模式占主導地位。電池開始充電時以恒流模式運行，當負載等效電阻增大到臨界點時切換到恒壓模式運行，此后則以恒壓模式充電[4-5]。

有研究指出，恒壓、恒流輸出的實現(xiàn)，可以采用在發(fā)射側(cè)引入閉環(huán)回路的方法，對負載電壓或者電流進行檢測并將數(shù)據(jù)反饋到控制系統(tǒng)，調(diào)節(jié)輸出信號的占空比[6-8]。但是發(fā)射側(cè)與接受側(cè)的控制過程較復雜，有的甚至需要在接受側(cè)增加BUCK電路，使系統(tǒng)損耗上升。另一種實現(xiàn)恒壓恒流的方法，是改變補償拓撲結(jié)構(gòu)，配置不同的參數(shù)。另有文獻中提出的串串-串并拓撲結(jié)構(gòu)[9]和 LCC-LCC、LCC-S 混合變拓撲結(jié)構(gòu)[10]，都可實現(xiàn)恒流輸出和恒壓輸出。其缺點是，需要在變拓撲結(jié)構(gòu)中加入多個補償元件，不僅電路設計相對復雜，而且裝置體積偏大。

基于以上問題，本次研究將設計一種在發(fā)射側(cè)具有輔助電容的LCL-S補償拓撲無線電能傳輸系統(tǒng)。LCL結(jié)構(gòu)具有恒流恒壓特性[11]，但單一拓撲參數(shù)只可獲得一種固定的傳輸特性，無法同時實現(xiàn)恒流和恒壓兩種模式。發(fā)射側(cè)的單個交流開關(guān)用于配置補償拓撲，只有發(fā)送端信息用于配置補償拓撲，因此，并不依賴無線通信。該拓撲結(jié)構(gòu)的優(yōu)點是，在固定頻率下工作，控制方案簡單。

1 系統(tǒng)工作原理

1.1 電路拓撲

(1)

Zin為圖1中從發(fā)射側(cè)看過去的輸入阻抗：

(2)

其中Zr為圖1中接受側(cè)在發(fā)射側(cè)的反射阻抗。

(3)

圖1 LCL-S等效分析模型

1.2 恒流模式

圖2 CP被分割的LCL-S等效電路模型

式(4)中,ω0為諧振頻率：

(4)

(5)

(6)

(7)

根據(jù)式(7)，可知等效的電流源大小與原邊電壓和兩個電感值有關(guān)。變換式(7)，可得到次級線圈中的電流：

(8)

根據(jù)式(8)可知，接收線圈的輸出電流與負載無關(guān)。當發(fā)射端和接收端發(fā)生諧振時，根據(jù)式(9)計算恒流模式下的輸入阻抗：

(9)

1.3 恒壓模式分析

分析LCL-S補償拓撲獨立于負載的輸出電壓。L1=LP作為輸入側(cè)實現(xiàn)零相角(ZPA)條件,有式(10)(11)(12)。

(10)

(11)

(12)

由式(12)可知，流過發(fā)射線圈的電流與負載無關(guān)。據(jù)式(13)計算接收側(cè)負載兩端的電壓：

(13)

由式(13)可知，負載電壓與負載無關(guān)。由式(14)可知，逆變電流與互感有關(guān)。

(14)

據(jù)式(15)，計算恒壓模式下的輸入阻抗：

(15)

2 系統(tǒng)整體設計

本次研究提出的無線充電拓撲結(jié)構(gòu)如圖3所示。為了處理雙向諧振電流，將Sp設為兩個IGBT的反并聯(lián)連接。在恒流工作模式下，SP處于導通狀態(tài)，然后L1和LP與發(fā)射側(cè)的兩個電容產(chǎn)生諧振，而LS與接收側(cè)的電容產(chǎn)生諧振。在恒壓模式下，SP處于關(guān)閉狀態(tài)，然后L1與發(fā)送側(cè)的電容產(chǎn)生諧振，LS與接收側(cè)的電容產(chǎn)生諧振。

圖3 LCL-S可重構(gòu)的無線充電拓撲

逆變器的輸出電壓VP可由逆變器以直流電壓E的50%占空比進行調(diào)節(jié)。一次諧波分量的輸出電壓幅值可用式(16)表示：

(16)

圖4給出了開關(guān)SP的控制邏輯，其中Vref為在恒壓充電模式下的參考電壓。將預估的電池電壓Vb與參考電壓Vref進行比較：當Vb

在系統(tǒng)設計中，必須考慮電池恒流充電模式下的額定電流(12 A)，即Ib此時為12 A和額定電壓(56 V)即Vb為56 V。額定條件下電池的等效電阻(R0)用式(17)計算：

(17)

整流器輸入端的等效電阻RL用式(18)計算：

(18)

LS通過接收端負載的品質(zhì)因數(shù)(QS)來計算，如式(19)：

(19)

QS取值為4，LS在85 kHz頻率下的評估值為28.5 μH。VS的有效值可用式(20)計算：

(20)

由式(20)計算出IS的有效值為13.3 A。通過式(15)找到M，恒壓模式下考慮耦合系數(shù)為0.23，VP有效值為230 V。移相調(diào)制技術(shù)用于控制高頻逆變器的輸出電壓。

圖4 Sp控制邏輯

圖5所示為S1— S4的相關(guān)柵極脈沖和相移調(diào)制技術(shù)的逆變器輸出電壓。在恒壓模式下，當VP的有效值為23 V時，最大相移為180°，則得到E為255.5 V。對于恒流模式，計算出VP為50 V。保持恒定的E(恒壓模式)，在VP有效值為50 V時，移相角必須改為27°。

為了使設計更簡單、制造成本更低，線圈采用了圓形螺旋線圈幾何形狀。接收線圈的外徑(Do)設為40 cm。發(fā)射線圈的外徑為42 cm，發(fā)射線圈和接收線圈之間的間隙為12 cm。圓形螺旋線圈的自感系數(shù)可以用惠勒公式計算，如式(21)：

(21)

圓形螺旋線圈不同參數(shù)之間的數(shù)量關(guān)系如式(22)所示：

Do=Di+2(N-1)(td+r)+2r

(22)

通過式(21)(22)，可確定發(fā)射線圈、接收線圈的不同參數(shù)。利茲線的直徑為2.58 mm，發(fā)射線圈的匝數(shù)為6、內(nèi)徑為40 cm 、匝間距為0.2 cm，接收線圈的匝數(shù)為6、內(nèi)徑為38 cm、匝間距為0 cm。

圖5 S1 — S4相移控制

3 實驗結(jié)果分析

通過實驗驗證拓撲結(jié)構(gòu)的有效性。實驗元件相關(guān)參數(shù)如表1所示。

表1 實驗元件參數(shù)

恒流模式下的輸出電流為12 A，恒壓模式下的輸出電壓為56 V。通過數(shù)字信號處理器(DSP) TMS320F28335實現(xiàn)控制，在恒流、恒壓模式中計算相移。實驗樣機由直流電壓源、高頻逆變器、松耦合變壓器、發(fā)射側(cè)補償電容、接收側(cè)補償電容、接收側(cè)補償電感、全橋整流器、可變負載、示波器組成。其中，高頻逆變器由4個具有較低導通電阻的 MOSFET 構(gòu)成，全橋不可控整流器由4個快恢復二極管構(gòu)成。

通過實驗，驗證不同負載下實現(xiàn)恒流輸出和恒壓輸出的特性。圖6、圖7中自上往下：第一通道表示輸入電壓VP；第二通道表示逆變電流Iinv；第三通道表示負載電壓Vb；第四通道表示負載電流Ib。橫坐標每一格的間隔為5 μs。當工作頻率為110 kHz時，直流輸入電壓為220 V。當負載電阻為3.4 Ω時，逆變器的輸出和負載電壓、電流如圖6所示，即恒流模式。第四通道是負載電流Ib，其輸出電流等于11.5 A時，接近我們需要得到的值。

由于輸入阻抗角較小，系統(tǒng)需要以較小的無功功率確保在逆變器開關(guān)接通期間保持軟開關(guān)狀態(tài)。當負載電阻為15 Ω時逆變器輸出和負載電壓、電流如圖7所示，即恒壓模式。第三通道是負載電壓Vb，輸出電壓為54 V時，約等于恒壓模式下電壓的參考值。

對于不同的電阻值，在整個充電過程中的系統(tǒng)效率曲線如圖8所示。隨著負載發(fā)生變化，最大充電效率(87%)發(fā)生在恒流到恒壓模式轉(zhuǎn)換期間，此時等效電阻為6 Ω。恒流向恒壓模式切換時輸出電壓發(fā)生跳變，輸出電流保持恒定，達到恒壓狀態(tài)時輸出電流開始減小，輸出電壓基本不變。

圖6 恒流模式下的實驗波形

圖7 恒壓模式下的實驗波形

圖8 系統(tǒng)充電效率曲線

針對電動汽車的靜態(tài)充電問題，研究人員開發(fā)了經(jīng)濟高效的停車輔助系統(tǒng)，可用于調(diào)整車輛位置[12-13]。此外，一旦線圈系統(tǒng)被設計用于特定的車輛離地間隙，該特定車輛線圈系統(tǒng)的距離變化是由于車輪中氣壓變化所引起。此變化較小，所以互感M可以保持近似恒定。

此外，通過實驗研究了氣隙距離和互感M的變化對輸出電流、電壓的影響。對于10～14 cm的間隙變化，互感M則在7.5～6.21 μH之間變化。從圖9可以看出間隙變化對輸出電流、電壓的影響。對于11～12 cm的間隙距離范圍，輸出電流的變化小于2%，輸出電壓的變化小于 2%。

圖9 線圈間隙變化對輸出的影響

4 結(jié) 語

本次研究設計的磁耦合諧振式無線充電系統(tǒng)，是在LCL變參數(shù)補償基礎上，通過改變補償參數(shù)來實現(xiàn)與負載無關(guān)的恒壓、恒流輸出。通過LCL-S拓撲原副邊來建立模型，在發(fā)射側(cè)使用輔助電容器來重新配置補償拓撲。其中，恒流模式可以實現(xiàn)ZVS，恒壓模式可以實現(xiàn)ZPA。該系統(tǒng)能輸出不受負載變化影響的恒定電流和恒定電壓,實現(xiàn)恒壓恒流充電以及兩種模式的切換，最大充電效率可達到87.5%。

系統(tǒng)中，將恒流輸出和恒壓輸出融入到一個拓撲中，但是需通過一側(cè)增加交流開關(guān)來實現(xiàn)。在開關(guān)切換過程中，會出現(xiàn)電池充電電壓發(fā)生跳變的現(xiàn)象，影響電池壽命。這一點仍有待改進。