多服務(wù)低速率數(shù)字光載射頻系統(tǒng)中的新型自動增益控制算法設(shè)計

李 文 陳愛新 王學(xué)鋒 陳遠航 劉曉濱 姚宜東

①(北京航空航天大學(xué) 北京 100191)

②(北京航天控制儀器研究所 北京 100094)

1 引言

數(shù)字光載射頻(Digital Radio-over-Fibre,DRoF)技術(shù)由于具有低成本、靈活性好、高帶寬和抗干擾性強等優(yōu)點而被廣泛應(yīng)用于室內(nèi)信號分布系統(tǒng)中[1]?；贒RoF技術(shù)的室內(nèi)信號分布系統(tǒng)可以利用現(xiàn)有的寬帶高速光纖網(wǎng)絡(luò)[2]實現(xiàn)遠距離射頻信號傳輸和低成本網(wǎng)絡(luò)建設(shè)，是未來高性能射頻信號傳輸?shù)睦硐虢鉀Q方案。在信號塔較少的環(huán)境中，同時支持多服務(wù)射頻信號傳輸?shù)腄RoF系統(tǒng)能夠共享現(xiàn)有的無線網(wǎng)絡(luò)基礎(chǔ)設(shè)施來提高資源利用率、降低施工成本[3]。然而，多路微波甚至毫米波信號的同時傳輸將使得系統(tǒng)的鏈路傳輸速率急劇增長，需要使用昂貴的高速光收發(fā)器和高速光纖。在需要同時支持中國3家移動運營商(Mobile Network Operators,MONs)所有服務(wù)信號傳輸?shù)南到y(tǒng)中，此類問題尤其突出。

事實上，應(yīng)用在多服務(wù)DRoF系統(tǒng)上的數(shù)據(jù)壓縮技術(shù)已被廣泛研究，利用此類壓縮技術(shù)可以增加系統(tǒng)的傳輸容量以使系統(tǒng)能夠提供更多服務(wù)。文獻[4]提出了一種新型數(shù)據(jù)壓縮技術(shù)，其采用頻譜壓縮和量化壓縮的方法來大大降低鏈路傳輸速率，其數(shù)據(jù)傳輸效率比通用公共無線電接口(Common Public Radio Interface, CPRI)提高3倍。然而，數(shù)據(jù)壓縮技術(shù)在降低鏈路傳輸速率的同時會極大降低系統(tǒng)輸入動態(tài)范圍和信號傳輸性能[5]。但是受通信距離遠近、多徑效應(yīng)等因素影響，DRoF系統(tǒng)接收的射頻信號幅度變化較大，系統(tǒng)需要具有較大輸入動態(tài)范圍，且其對上行鏈路要求尤其嚴(yán)格[6]。因此，系統(tǒng)需要在數(shù)據(jù)壓縮前進行自動增益控制(Automatic Gain Control, AGC)來保持甚至增加輸入動態(tài)范圍。由于控制量為數(shù)字信號或模擬信號，增益控制方法可以簡單分為模擬AGC算法[7]和數(shù)字AGC算法(Digital Automatic Gain Control, DAGC)[8]。模擬AGC基于模擬電路來進行功率檢測和增益控制，該算法復(fù)雜但控制量準(zhǔn)確[9,10]，DAGC則基于數(shù)字電路來完成增益控制，具有簡單、易實現(xiàn)的特點[11]。文獻[12]提出了一種可用于數(shù)字音頻廣播接收機瑞利衰落信道中的快速精確DAGC，該算法只使用了移位和比較等簡單的運算且應(yīng)用方便。然而，該AGC算法需要0.5 ms來調(diào)整鏈路增益，其并不能滿足長期演進計劃(Long Term Evolution,LTE)信號傳輸需求。文獻[13]提出了一種應(yīng)用于數(shù)字分布式天線系統(tǒng)的多級AGC算法，該算法能提高系統(tǒng)動態(tài)范圍，但是它完全依賴模擬電路來進行功率估計，當(dāng)輸入功率劇烈變化時，該算法的增益調(diào)整準(zhǔn)確度和響應(yīng)時間特性較差。文獻[14]提出的前饋AGC算法著重于充分利用ADC的量化位數(shù)和保持輸出信號的峰均比不變，但是該算法的開環(huán)結(jié)構(gòu)精度有限且穩(wěn)定性有待提高。文獻[15]提出了一種新型DAGC算法，但是未對系統(tǒng)的動態(tài)范圍如何提高進行詳細說明。文獻[16]利用查找表的方法來快速準(zhǔn)確地控制多級射頻器件的增益，大幅度提高系統(tǒng)的輸入動態(tài)范圍，但是該方法需要使用多級放大器，硬件電路成本較高。

本文提出并研究了一種可應(yīng)用于多服務(wù)低速率DRoF系統(tǒng)中的新型快速兩級自動增益控制(Fast-Settling Two-stage Automatic Gain Control,FST-AGC)算法。本算法引入包括主AGC環(huán)路和從AGC環(huán)路等的兩級增益控制，并采用周期內(nèi)多閾值比較的控制機制，可以使系統(tǒng)在進行數(shù)據(jù)壓縮的同時提高動態(tài)范圍性能，具有快速穩(wěn)定的特點。實驗結(jié)果表明，系統(tǒng)進行數(shù)據(jù)壓縮后可支持14路運營商業(yè)務(wù)信號低速率傳輸，但系統(tǒng)輸入動態(tài)范圍只有33 dB。而引入從AGC環(huán)路或主AGC環(huán)路后，系統(tǒng)輸入動態(tài)范圍分別提高31 dB和10 dB。相比只進行數(shù)據(jù)壓縮的傳統(tǒng)方案，引入兩級AGC環(huán)路(FST-AGC)的多服務(wù)低速率DRoF系統(tǒng)可提高40 dB輸入動態(tài)范圍，其73 dB的輸入動態(tài)范圍可以滿足第三代合作伙伴計劃(3rdGeneration Partnership Project, 3GPP)對系統(tǒng)性能的指標(biāo)要求。更為重要的是，引入兩級AGC環(huán)路的系統(tǒng)EVM值明顯低于引入主AGC環(huán)路或從AGC環(huán)路的EVM值，表明引入FST-AGC算法后系統(tǒng)的信號傳輸質(zhì)量得到明顯改善。同時，仿真結(jié)果表明該算法的控制響應(yīng)時間小于2 μs，并具有穩(wěn)定準(zhǔn)確等特性。

2 DRoF系統(tǒng)中的新型FST-AGC算法

2.1 系統(tǒng)需求和AGC架構(gòu)

本系統(tǒng)的架構(gòu)框圖如圖1所示，上行鏈路中，遠端單元(Remote Unit, RU)中的全向天線接收來自用戶的射頻信號，射頻前端使用多級放大器來補償射頻信號的傳輸衰減，其中，第1級使用低噪聲放大器以降低整個鏈路的噪聲系數(shù)。AD9370芯片接收射頻前端輸出的射頻信號并將其轉(zhuǎn)換為基帶信號，RU對基帶信號進行數(shù)字信號處理并打包，通過單模光纖鏈路傳輸?shù)浇藛卧?Access Unit,AU)。AU從接收的光信號中恢復(fù)出基帶信號并進行數(shù)字信號處理，使用AD9370芯片將基帶信號射頻化。系統(tǒng)的下行鏈路架構(gòu)與上行鏈路類似，即AU接收射頻信源并將其數(shù)字化后傳輸?shù)絉U，RU恢復(fù)出射頻信號并完成信號覆蓋。然而，由于RU與用戶間的距離變化導(dǎo)致上行輸入信號強度變化很大，所以系統(tǒng)上行鏈路需要更高的輸入動態(tài)范圍，本文著重研究系統(tǒng)上行鏈路的性能。

圖1 多服務(wù)低速率DRoF系統(tǒng)架構(gòu)

為實現(xiàn)多服務(wù)信號低速率傳輸，系統(tǒng)對采樣數(shù)據(jù)進行頻譜壓縮和量化壓縮，其中量化壓縮包括非線性去除采樣數(shù)據(jù)高位(Most Significant Bits,MSBs)和低位(Least Significant Bits, LSBs)。然而，數(shù)據(jù)壓縮過程中的量化位數(shù)減少使得系統(tǒng)的輸入動態(tài)范圍急劇降低。對于模數(shù)轉(zhuǎn)換器(Anolog-to-Digital Converter, ADC)，每減少一個有效位會降低6 dB的ADC動態(tài)范圍。所以系統(tǒng)在數(shù)據(jù)壓縮前需進行增益動態(tài)調(diào)整，使得輸入信號強度維持在合適范圍內(nèi)，增加系統(tǒng)的輸入動態(tài)范圍。由于OFDM信號是由多個正交的子載波組成的，各子載波的波峰和波谷相互疊加會使信號幅度變化非常劇烈，這對如LTE-Advanced (LTE-A), 5th-Generation (5G)等通信系統(tǒng)中的AGC設(shè)計提出了更高要求[17,18]。因此，設(shè)計出的AGC應(yīng)具有增益快速調(diào)整和功率估計準(zhǔn)確等特性以滿足信號傳輸質(zhì)量要求。

理想情況下，如果只在數(shù)字域進行動態(tài)增益控制，系統(tǒng)的輸入動態(tài)范圍最多只能恢復(fù)到數(shù)據(jù)壓縮前的水平。然而在實際中由于受如雜波、基底噪聲等因素的影響，動態(tài)范圍無法達到理想值。因此，有必要增加輔助AGC來動態(tài)調(diào)整射頻前端的增益以增加系統(tǒng)的輸入動態(tài)范圍。本文所提算法使用兩級AGC環(huán)路來動態(tài)調(diào)整鏈路增益，使得系統(tǒng)在實現(xiàn)數(shù)據(jù)壓縮的同時提高系統(tǒng)輸入動態(tài)范圍，且可改善系統(tǒng)信號解調(diào)性能(鏈路具有低EVM值)，采用周期內(nèi)多閾值比較的機制來進行快速穩(wěn)定增益調(diào)整，取名為FST-AGC算法。

2.2 詳細設(shè)計

FST-AGC算法的邏輯框圖如圖2所示，該算法包括1個積分模塊、1個控制算法模塊、1個飽和檢測模塊、2個增益系數(shù)計算模塊和1個數(shù)字放大模塊。積分模塊可估計出經(jīng)過增益調(diào)整后輸出基帶信號的功率值；控制算法模塊將功率估計值與閾值進行比較并輸出增益控制字；增益系數(shù)計算模塊根據(jù)控制字計算出增益調(diào)整值，以此來設(shè)定射頻前端或數(shù)字放大模塊的增益值；數(shù)字放大模塊可調(diào)整數(shù)字基帶信號的幅度；飽和檢測模塊可實時檢測輸出信號的功率狀態(tài)，避免出現(xiàn)信號飽和溢出的情況。從邏輯框圖中可以看到該算法包括主AGC環(huán)路和從AGC環(huán)路等兩級增益控制，主AGC環(huán)路和從AGC環(huán)路分別將數(shù)字基帶信號和射頻信號的幅度調(diào)整到合適范圍內(nèi)。

圖2 FST-AGC算法結(jié)構(gòu)框圖

2.2.1 主AGC環(huán)路

如2.1節(jié)所述，主AGC環(huán)路作用在系統(tǒng)進行數(shù)據(jù)壓縮前，可將數(shù)字基帶信號幅度調(diào)整到合適范圍內(nèi)，使得系統(tǒng)可采用非線性壓縮方法實現(xiàn)高的壓縮效率，同時系統(tǒng)可以充分利用壓縮后量化位數(shù)，在進行數(shù)據(jù)壓縮后保持系統(tǒng)輸入動態(tài)范圍基本不變。圖3顯示了主AGC環(huán)路的結(jié)構(gòu)框圖，主AGC環(huán)路可分為3個階段：輸出信號功率估計、信號狀態(tài)判定、增益調(diào)整值計算。

圖3 主AGC環(huán)路結(jié)構(gòu)框圖

本文所提AGC算法采用負反饋控制方案，在鏈路增益調(diào)整前需要估計出輸出信號功率值。準(zhǔn)確、穩(wěn)定和快速的功率估計方法可提高AGC算法的穩(wěn)定性和響應(yīng)時間特性。目前大多采用低通濾波器來估計數(shù)字信號的功率值。然而，信號長度是影響信號功率估計時間的主要因素，當(dāng)接收信號變化劇烈或者采樣信號個數(shù)不夠時，便無法獲得準(zhǔn)確的功率估計值，容易產(chǎn)生環(huán)路效應(yīng)[19]。為快速準(zhǔn)確估計信號功率，本文使用了后向歐拉公式，在功率估計時將前一時刻信號考慮在內(nèi)，表示為

其中，x(n)為當(dāng)前接收信號，m(n)為當(dāng)前接收信號的功率估計值，m(n-1)為前一時刻接收信號的功率估計值，fs是采樣時鐘，K為加權(quán)系數(shù)。K值可以改變信號功率曲線的平滑度，根據(jù)應(yīng)用場景可選取合適的K值。

而且，本算法采用周期內(nèi)閾值比較的方案來調(diào)整鏈路增益?？刂扑惴K包括計數(shù)器和閾值比較器，其目的是將輸出信號功率值控制在下門限lowa和上門限upa之間。當(dāng)輸出信號的功率估計值超出該范圍時，將啟動新的控制環(huán)路來調(diào)整鏈路增益。本文定義參數(shù)comp來表示輸出信號功率狀態(tài)

同時本算法的最小控制周期為TD，當(dāng)在TD內(nèi)comp出現(xiàn)1的次數(shù)多于判定因子α?xí)r，控制算法模塊將改變狀態(tài)調(diào)整鏈路增益，并把增益調(diào)整標(biāo)志位tune置為1，否則，鏈路的增益保持不變，并把tune置為0，該周期性控制的方法可以避免由于信號不穩(wěn)定產(chǎn)生的增益抖動。TD和判定因子α取值過大會延長算法的響應(yīng)時間，這兩個參數(shù)值過小又會使算法穩(wěn)定性降低，TD和α的取值需要在算法響應(yīng)時間和穩(wěn)定性之間進行權(quán)衡。而且控制算法模塊在單個TD內(nèi)只進行1次鏈路增益調(diào)整，采用步步控制、從小到大的方法進行增益調(diào)整，增益調(diào)整過程一直持續(xù)到輸出信號功率在要求范圍內(nèi)或在TD內(nèi)tune一直保持為0。輸出信號功率值m(n)與參考值ref之間的對數(shù)誤差和鏈路增益調(diào)整值呈線性關(guān)系，即

其中，μ 是影響增益調(diào)整速度的自定義系數(shù)，G(n+1)和G(0)是以dB形式表示的增益更新值和增益初始值，公式右側(cè)是以dB形式表示的參考值與輸出信號功率值的比值。因此，增益的更新值可由比較結(jié)果決定。在主AGC環(huán)路中，lowa對應(yīng)σ量化位數(shù)所能表示的最大值，upa對應(yīng)B-υ量化位數(shù)所能表示的最大值，其中α是LSB值，B是ADC的采樣位數(shù)，υ是MSB值。當(dāng) μ=1, upa=(100.5)×ref2，輸出信號功率值滿足m2(n)≥upa時，由式(3)得，G(n+1)-G(0)=10(lg(ref2/(100.5×ref2)))=-10lg100.5=-5 dB。所以，此時系統(tǒng)鏈路增益需要至少降低5 dB。當(dāng)輸出信號功率估計值m2(n)≤lowa時，計算方法相同。

與傳統(tǒng)的單閾值比較方法不同，本算法采用多閾值比較機制來減少每個TD內(nèi)的增益調(diào)整次數(shù)。如表1所示，在控制算法模塊中，功率估計值高于upa的信號被劃分為7個范圍，功率估計值低于lowa的信號被劃分為7個范圍。在單個判定條件下，如當(dāng)μ =1, upa=(100.5)×ref2，輸出信號功率值滿足upa≤m2(n)≤100.5×upa時，由式(3)得，G(n+1)-G(0)=10(lg(ref2/(101×ref2)))=-10lg10=-10 dB，系統(tǒng)鏈路增益需要至少降低10 dB，增益調(diào)整過程一直持續(xù)到信號功率值不滿足該判定條件，且增益最多調(diào)整5次便可將輸出信號快速調(diào)整到穩(wěn)定狀態(tài)，縮短了在不同輸入信號功率范圍下主AGC環(huán)路的響應(yīng)時間。理想情況下，主AGC環(huán)路最大響應(yīng)時間可表示為

其中，fs是系統(tǒng)時鐘。

在系統(tǒng)時鐘fs下，積分模塊和控制算法模塊先后對接收的數(shù)字基帶信號進行處理并輸出增益控制字。增益系數(shù)計算模塊會根據(jù)每個增益控制字按式(3)計算出增益調(diào)整值。在主AGC環(huán)路中，數(shù)字放大器將輸入基帶信號乘上增益系數(shù)，并根據(jù)增益調(diào)整值對計算結(jié)果進行移位完成鏈路增益調(diào)整。

表1 主AGC環(huán)路中輸出功率值及增益控制對應(yīng)表

傳統(tǒng)的AGC只有增益調(diào)整功能，本AGC算法的增益調(diào)整值同時被增益系數(shù)計算模塊和飽和檢測模塊控制。飽和檢測模塊可實時檢測到輸出信號的飽和狀態(tài)并重置增益調(diào)整值，以應(yīng)對信號變化劇烈的場景。I路和Q路都可檢測輸出信號是否為飽和狀態(tài)，以Q路為例，如果I路輸出信號的絕對值高于飽和門限，飽和檢測模塊就判定輸出信號處在飽和狀態(tài)并將飽和標(biāo)志位idle置為1，否則將idle置為0。當(dāng)idle為1時，鏈路增益被設(shè)為初始狀態(tài)，即增益系數(shù)計算模塊不起控，否則增益系數(shù)計算模塊工作正常。經(jīng)過主AGC環(huán)路的增益調(diào)整后，系統(tǒng)將輸出基帶信號幅度穩(wěn)定維持在上下門限范圍內(nèi)，使得后續(xù)進行數(shù)據(jù)壓縮而不惡化輸入動態(tài)范圍性能。

2.2.2 從AGC環(huán)路

上行鏈路中，RU通過全向天線接收射頻信號并將其輸入到射頻前端。系統(tǒng)的輸入動態(tài)范圍主要受AD9370的動態(tài)范圍所限制，如2.1節(jié)所述，在AD9370將射頻信號轉(zhuǎn)換成基帶信號前，從AGC環(huán)路可動態(tài)調(diào)整射頻前端的增益，將AD9370的輸入信號幅度控制到合適范圍內(nèi)從而增大系統(tǒng)整體的輸入動態(tài)范圍。圖4顯示了從AGC環(huán)路結(jié)構(gòu)框圖，從AGC環(huán)路的流程與主AGC環(huán)路的流程類似，即積分模塊估計出輸出信號功率值，控制算法模塊判定輸出信號的狀態(tài)，增益系數(shù)計算模塊計算出射頻前端的增益調(diào)整值。其中，從AGC環(huán)路的積分模塊、控制算法模塊和增益系數(shù)計算模塊與主AGC環(huán)路的相同，2.1節(jié)已經(jīng)對這些模塊進行闡述，因此在這一節(jié)中重點描述其他模塊。

從AGC環(huán)路中，下門限lowb和上門限upb對應(yīng)在AD9370輸入動態(tài)范圍內(nèi)系統(tǒng)輸出信號功率的最大值和最小值。如表2所示，功率估計值小于下門限lowb的的信號被分為2個范圍。在單個判定條件下，從AGC環(huán)路只需對射頻前端的增益調(diào)整一次。理想情況下，從AGC環(huán)路的最大響應(yīng)時間為

圖4 從AGC環(huán)路結(jié)構(gòu)框圖

在RU中，射頻前端的增益主要來自串聯(lián)的數(shù)控衰減器和兩級放大器。射頻前端主要器件的參數(shù)如增益、P1，3階互調(diào)等如表3所示。從AGC環(huán)路將數(shù)控衰減器的初始衰減值設(shè)為21 dB，采用控制數(shù)控衰減器衰減值的方法來動態(tài)調(diào)整射頻前端增益。相比于使用具有同樣增益調(diào)整范圍的VGA，該方案成本更低。從AGC環(huán)路的增益值調(diào)整范圍為從-10.5～21 dB，最小增益調(diào)整步進為10.5 dB，系統(tǒng)動態(tài)范圍可增加30 dB以上。同時，本文可以通過在射頻前端串聯(lián)數(shù)控衰減器來繼續(xù)增加系統(tǒng)輸入動態(tài)范圍。與主AGC環(huán)路相同，當(dāng)輸出信號出現(xiàn)飽和狀態(tài)時，飽和檢測模塊可重置射頻前端增益值。從AGC環(huán)路通過粗調(diào)整射頻前端增益來增大系統(tǒng)輸入動態(tài)范圍，避免大射頻信號所導(dǎo)致的AD9370等后端器件的飽和甚至損壞，而且，從AGC環(huán)路通過調(diào)整前端射頻信號強度來增大積分模塊的測量范圍，提高系統(tǒng)AGC算法的敏感度。

2.2.3 兩級AGC

如果只在數(shù)字基帶部分進行主AGC環(huán)路控制，多服務(wù)低速率DRoF系統(tǒng)還不能滿足輸入動態(tài)范圍要求。然而，只依賴于射頻部分的從AGC環(huán)路控制將增加系統(tǒng)的硬件成本。因此，本文提出可同時在數(shù)字基帶域和射頻域進行增益調(diào)整的新型FST-AGC算法，該算法使系統(tǒng)在充分利用壓縮后量化位數(shù)的同時不破壞系統(tǒng)對信號的解調(diào)性能。該算法采用先進行從AGC環(huán)路控制再進行主AGC環(huán)路控制的策略，主AGC環(huán)路只有在從AGC環(huán)路達到控制極限時才工作。所以FST-AGC響應(yīng)時間的理論值為

表2 從AGC環(huán)路中輸出功率值及增益控制字對應(yīng)表

從AGC環(huán)路通過動態(tài)粗調(diào)整射頻前端的增益值使得信號幅度盡量靠近主AGC環(huán)路控制的目標(biāo)范圍，從而減小后續(xù)主AGC環(huán)路的增益調(diào)整壓力。主AGC環(huán)路串聯(lián)在從AGC環(huán)路后，在數(shù)字基帶域?qū)︽溌吩鲆孢M行精確調(diào)整。FST-AGC算法中的幾個重要的參數(shù)，如TD, K, α, μ等會影響算法響應(yīng)時間和穩(wěn)定性。為使算法更靈活，可將各個參數(shù)設(shè)為寄存器值，根據(jù)應(yīng)用場景不同來動態(tài)改變寄存器 參數(shù)值。

3 仿真和實驗結(jié)果

為了驗證FST-AGC算法的性能，該算法被應(yīng)用到能夠同時支持中國3家MONs 14路服務(wù)的低速率DRoF系統(tǒng)上行鏈路中，系統(tǒng)實物圖及實驗平臺如圖5所示。該系統(tǒng)各通道的ADC采樣時鐘為153.6 MHz，采樣位數(shù)為16 bit，上行鏈路射頻前端使用了單個數(shù)控衰減器。如圖5所示，系統(tǒng)對采樣數(shù)據(jù)進行了頻譜壓縮和量化壓縮，其中量化壓縮模塊選取參數(shù)σ=0, υ=8，系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸速率由30.1 Gbps降低到7.4 Gbps，數(shù)據(jù)傳輸效率明顯優(yōu)于傳統(tǒng)CPRI接口。結(jié)合第2節(jié)對算法參數(shù)的理論計算，F(xiàn)ST-AGC算法所選取的參數(shù)值如表4所示。本節(jié)使用LTE TM3_20 MHz信號對FDD 1800通道上行鏈路進行測試分析，LTE信號擁有高峰均比的特點，且采用64-QAM高階調(diào)制，利用該信號進行實驗測試可以驗證算法在極限情況下的性能。采用羅德與斯瓦茨公司(Rohde & Schwarz, R&S)SMW200A作為信號發(fā)生器，用R&S FSW頻譜儀對輸出信號進行分析，實驗中使用MATLAB語言編寫測試腳本以加快實驗進程。

表3 射頻前端主要器件參數(shù)

圖5 系統(tǒng)實驗平臺架構(gòu)

表4 FST-AGC參數(shù)取值

系統(tǒng)引入FST-AGC算法后的EVM測試結(jié)果如圖6所示，為進行比較，經(jīng)過數(shù)據(jù)壓縮后的傳統(tǒng)DRoF系統(tǒng)EVM測試結(jié)果及引入單級AGC環(huán)路(從AGC環(huán)路或主AGC環(huán)路)后的系統(tǒng)EVM測試結(jié)果也顯示在圖6中。當(dāng)輸入功率為-75～-3 dBm時，F(xiàn)ST-AGC算法可將系統(tǒng)的EVM值控制在5%以下，即系統(tǒng)動態(tài)范圍能達到72 dB，其中5%是3 GPP規(guī)定的EVM標(biāo)準(zhǔn)要求。從圖6可以看出，相較于傳統(tǒng)處理方法，該算法將系統(tǒng)動態(tài)范圍提高了30 dB。同時也可以看出，相較于單級AGC，該F S T-A G C 算法可將系統(tǒng)動態(tài)范圍繼續(xù)增加10 dB。而且，引入FST-AGC算法的系統(tǒng)EVM值明顯低于引入單級AGC環(huán)路的系統(tǒng)EVM值，表明FST-AGC算法可以使多服務(wù)低速率DRoF系統(tǒng)的信號傳輸質(zhì)量得到明顯改善。

本文在軟件平臺vivado 17上實現(xiàn)FST-AGC算法并仿真響應(yīng)時間特性。因該仿真著重于分析算法邏輯，我們在仿真時使用數(shù)字放大器代替從AGC環(huán)路中的數(shù)控衰減器。系統(tǒng)采集49152個LTE TM3信號數(shù)據(jù)作為輸入信號，如圖7中前兩行所示，包含功率幅度分別為-2 dBm, -25 dBm,-72 dBm的3段信號。第3, 4行是經(jīng)過算法調(diào)整后的系統(tǒng)輸出基帶信號結(jié)果，系統(tǒng)鏈路增益的動態(tài)放大和衰減值分別如圖中第5, 6行所示。從圖7可以看出，本文所提FST-AGC算法可以有效動態(tài)調(diào)整系統(tǒng)的鏈路增益，可以在2 μs內(nèi)快速將輸出信號功率穩(wěn)定在合適范圍，同時保持系統(tǒng)的穩(wěn)定性。在本AGC算法中，系統(tǒng)對增益進行6次以內(nèi)的調(diào)整(1次粗調(diào)，5次細調(diào))就能使系統(tǒng)穩(wěn)定下來，TD=50,fs=153.6 MHz，算法響應(yīng)時間的理論值小于2 μs，多次仿真結(jié)果與理論計算結(jié)果一致，系統(tǒng)可以在輸入信號劇烈變化的情況下快速穩(wěn)定調(diào)整鏈路增益。

圖6 系統(tǒng)在各種條件下的EVM測試曲線

圖7 FST-AGC算法的性能仿真圖

該算法的所有模塊都在FPGA中實現(xiàn)，F(xiàn)PGA芯片采用Xilinx公司的Kintex 7系列XC7K325T。該算法中的數(shù)字放大器采用移位的方法來實現(xiàn)，其并不需要復(fù)雜的數(shù)學(xué)計算，主AGC環(huán)路和從AGC環(huán)路中的大部分模塊都是共用的，也就是說相較于單級AGC環(huán)路，兩級AGC不會增加算法實現(xiàn)復(fù)雜度或增加占用的邏輯資源。實驗結(jié)果表明，該算法使用了130個自適應(yīng)查找表(Adaptive Look Up Tables, ALUT)和102個寄存器，優(yōu)于其他同類型AGC算法。在本系統(tǒng)中，F(xiàn)ST-AGC算法采用高精度增益控制，如果控制精度要求降低，增益控制字的數(shù)量會相應(yīng)減少，硬件資源的使用量也會繼續(xù)降低。

4 結(jié)論

本文提出了一種可應(yīng)用于多服務(wù)低速率DRoF系統(tǒng)中的FST-AGC算法，本算法通過動態(tài)鏈路增益調(diào)整使得系統(tǒng)ADC量化位數(shù)得到充分利用，以便系統(tǒng)進行深度數(shù)據(jù)壓縮。仿真及實驗結(jié)果表明，該算法通過采用有效的周期性多閾值判斷的方法，可在小于2 μs的響應(yīng)時間內(nèi)快速穩(wěn)定準(zhǔn)確地調(diào)整鏈路增益。該算法采用兩級AGC環(huán)路控制方案可將多服務(wù)低速率DRoF系統(tǒng)的動態(tài)范圍提高40 dB以上，同時改善信號傳輸質(zhì)量。本算法可應(yīng)用在對響應(yīng)時間要求嚴(yán)格的各類無線通信系統(tǒng)中。