劉禾雨,宗 斌,薛 軍,郭 濤
(國網(wǎng)江蘇省電力有限公司 檢修分公司,南京210000)
近年來隨著智能電網(wǎng)的迅速發(fā)展,高效開發(fā)并利用各種分布式能源已成為研究熱點(diǎn)。常見的分布式能源包括光伏發(fā)電、風(fēng)電、燃料電池和地?zé)岬萚1]。分布式能源的配置區(qū)域通常臨近負(fù)荷側(cè),其并入電網(wǎng)后既可以分擔(dān)發(fā)電廠的壓力,又可以省去輸變電的需求,高效經(jīng)濟(jì)地實(shí)現(xiàn)綠色供電。盡管優(yōu)勢(shì)明顯,但分布式能源在實(shí)際應(yīng)用中的問題也很突出。其中最為顯著的就是輸出功率不穩(wěn)定,易受外界因素的影響,具有較大的波動(dòng)性[2]。因此,減小分布式能源并網(wǎng)后的功率波動(dòng),維護(hù)電力系統(tǒng)的可靠運(yùn)行,長(zhǎng)期以來一直是備受研究關(guān)注的熱點(diǎn)問題[3-4]。
近年來,為解決分布式能源并網(wǎng)應(yīng)用中出現(xiàn)的問題,進(jìn)行了很多相關(guān)領(lǐng)域的研究[5]。這些研究大致分為兩類:①從電網(wǎng)側(cè)出發(fā),提出了許多類似于負(fù)荷預(yù)測(cè)的控制策略;②從分布式發(fā)電結(jié)構(gòu)側(cè)出發(fā),從硬件上使用了儲(chǔ)能系統(tǒng),用于改善系統(tǒng)整體的供電可靠性,實(shí)現(xiàn)對(duì)功率波動(dòng)的“削峰填谷”[6]。這就要求儲(chǔ)能系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)功率的雙向流動(dòng),同時(shí)具有較快的功率響應(yīng)速度。
分布式發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。分布式能源(如PV 光伏陣列、風(fēng)機(jī)、燃料電池等),通過Boost 變換器連接到高壓直流母線上,蓄電池組通過雙向DC-DC 變換器與直流母線相連,最后直流母線經(jīng)并網(wǎng)逆變器作用后實(shí)現(xiàn)并網(wǎng),同時(shí)向本地負(fù)載供電[7]。蓄電池作為最常見的雙向能量源,其輸出電壓通常遠(yuǎn)低于高壓直流母線。若通過串聯(lián)的方式提升輸出電壓容易影響供電可靠性,同時(shí)增加系統(tǒng)的體積成本。因此,需要能夠適應(yīng)蓄電池輸出電壓范圍,具有寬增益特性的雙向DC-DC 變換器作為蓄電池組與高壓直流母線的功率接口,通過一定的SOC(能量管理)策略在實(shí)際工況下實(shí)現(xiàn)功率的雙向流動(dòng)[8-9]。
圖1 分布式發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Structure block diagram of distributed generation energy storage system
傳統(tǒng)的Buck-Boost 雙向DC-DC 變換器,由于內(nèi)部功率器件存在一定的寄生參數(shù),影響了其增益范圍,使其在實(shí)際工況的應(yīng)用中受到限制,而且功率器件容易工作在極端占空比狀態(tài),降低了變換器的轉(zhuǎn)換效率[11]。因此,在儲(chǔ)能系統(tǒng)的應(yīng)用研究中,雙向DC-DC 變換器的關(guān)注熱點(diǎn)在于如何獲得寬范圍的電壓增益[12-13]。故在此提出并設(shè)計(jì)了新型的寬增益雙向DC-DC 變換器,從理論原理上分析了變換器特性,最后通過仿真試驗(yàn)驗(yàn)證了所提變換器的可行性。
在此所提出的寬增益雙向DC-DC 變換器結(jié)構(gòu)如圖2所示。
圖2 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Converter topology structure
圖中,Q1—Q4為有源功率開關(guān),D1—D4分別為4 個(gè)功率開關(guān)內(nèi)部各自的反并聯(lián)二極管;電容C1,C2和電感L 作為拓?fù)渲械闹饕獌?chǔ)能元件,可有效提高電壓增益;Ulow為低壓側(cè)電壓;Uhigh為高壓側(cè)電壓;電容C3,C4分別為低壓接口、高壓接口的濾波電容。
2.2.1 升壓模式
根據(jù)主開關(guān)管Q1的通斷時(shí)間,可以確定變換器在升壓模式下的開關(guān)周期情況。在一個(gè)周期內(nèi),變換器的工作狀態(tài)可歸納為2 種,具體如圖3所示。
1)開關(guān)狀態(tài)1 其工作狀態(tài)如圖3a所示。Q1和Q3同時(shí)導(dǎo)通,Q2和Q4同時(shí)關(guān)斷;通過分析電流回路,輸入電源Uin通過Q1向L 充電。同時(shí),C1通過Q1和Q3向C2充電;濾波電容C4向負(fù)載放電。
2)開關(guān)狀態(tài)2 其工作狀態(tài)如圖3b所示。Q2和Q4同時(shí)導(dǎo)通,Q1和Q3同時(shí)關(guān)斷;Uin與L 串聯(lián),經(jīng)Q2向C1充電。同時(shí),Uin,L 與C2串聯(lián),經(jīng)Q4為C4充電,并將電能供給負(fù)載。
圖3 變換器升壓模式工作狀態(tài)Fig.3 Working state of converter in boost mode
2.2.2 降壓模式
參考升壓模式的分析方式,可以得到所提變換器在降壓模式下的工作狀態(tài),具體如圖4所示。
圖4 變換器降壓模式工作狀態(tài)Fig.4 Working state of converter in buck mode
1)開關(guān)狀態(tài)1 其工作狀態(tài)如圖4a所示。Q2和Q4同時(shí)導(dǎo)通,Q1和Q3同時(shí)關(guān)斷;Uin通過Q4向L,C2和C3充電,同時(shí)向負(fù)載放電;C1經(jīng)Q2向L 和C3組成的串聯(lián)支路放電。
2)開關(guān)狀態(tài)2 其工作狀態(tài)如圖4b所示。Q1和Q3同時(shí)導(dǎo)通,Q2和Q4同時(shí)關(guān)斷;C2經(jīng)Q1和Q3向C1充電;L 將上一個(gè)狀態(tài)所儲(chǔ)存的電能經(jīng)Q1供給負(fù)載,同時(shí)給C3充電。
假定功率開關(guān)Q1和Q3為主管,其導(dǎo)通時(shí)長(zhǎng)為dT,則斷開時(shí)長(zhǎng)為(1-d)T,將功率器件的寄生參數(shù)忽略不計(jì),利用伏秒平衡原理,對(duì)電感L 與其他功率器件的電壓關(guān)系表述為
在各工作狀態(tài)下,其他電容的電壓關(guān)系為
結(jié)合公式(1)(2),可得高壓端口與低壓端口,即輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系為
由升壓模式下變換器各工作狀態(tài)的電壓關(guān)系,可以算出拓?fù)渲? 個(gè)功率開關(guān)Q1—Q4的電壓應(yīng)力相同,均為輸出電壓的1/2,即
此外,可以推導(dǎo)出各個(gè)電容所承受的電壓應(yīng)力同樣為輸出電壓的1/2,即
在此所提變換器與傳統(tǒng)Buck-Boost 雙向變換器的比較情況見表1。由表可知,所提變換器相比傳統(tǒng)Buck-Boost 雙向變換器,在電壓增益方面實(shí)現(xiàn)了翻倍,同時(shí)維持功率器件的電壓應(yīng)力不變,即為輸出電壓的1/2。所付出的代價(jià)僅是增加了2 個(gè)功率開關(guān)和電容,成本未明顯增加,具有較高的性價(jià)比。
表1 本文所提變換器與傳統(tǒng)Buck-Boost 雙向變換器的比較Tab.1 Comparison between proposed converter and traditional Buck-Boost bidirectional converter
所提變換器控制策略原理如圖5所示。變換器整體基于電壓閉環(huán)控制,輔以能量管理(SOC,state of charge)算法,可以應(yīng)對(duì)實(shí)際應(yīng)用中的各種工況條件。PI 控制器將輸出電壓的設(shè)定值與測(cè)量值相減的結(jié)果進(jìn)行誤差處理,在選通環(huán)節(jié)根據(jù)設(shè)定的SOC 策略,計(jì)算輸入功率與輸出功率差值,進(jìn)而調(diào)整系統(tǒng)所需蓄電池的功率補(bǔ)償。最后,通過PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)發(fā)生器輸出開關(guān)信號(hào)控制功率開關(guān)的通斷,輸出接口即可得到目標(biāo)電壓,構(gòu)成一個(gè)完整的控制流程。
圖5 變換器控制原理Fig.5 Converter control schematic
為驗(yàn)證所提變換器在實(shí)踐中的可靠運(yùn)行,設(shè)計(jì)了額定300 W 的原理樣機(jī)。輸入電壓使用0~100 V可調(diào)直流電源模擬蓄電池工作,DSP 控制器選型為TMS320F28335,4 個(gè)功率開關(guān)所選取的MOSFET 型號(hào)均為IRF640N,電感L=200 μH,電容C1=C2=47 μF,C3=22μF,C4=100μF。
試驗(yàn)條件以升壓模式為基礎(chǔ),具體試驗(yàn)參數(shù):開關(guān)頻率fs=20 kHz,輸入電壓范圍為Uin=40~80 V,輸出電壓穩(wěn)定在Uo=300 V,負(fù)載電阻R=300 Ω,即額定功率為300 W。
以升壓模式下的工作狀態(tài)為例。試驗(yàn)條件為Ulow=60 V,Uhigh=330 V,電感電流iL與功率開關(guān)Q1電壓應(yīng)力波形如圖6所示。
圖6 電感電流與功率開關(guān)Q1 電壓應(yīng)力的波形Fig.6 Waveform of inductance current and voltage stress of power switch Q1
由于功率開關(guān)數(shù)量較多,此處以Q1的電壓應(yīng)力與電感電流iL作為展示波形。當(dāng)Q1關(guān)斷,即其兩側(cè)電壓為0 時(shí),電感L 處于充電狀態(tài),因此通過L 的電流iL上升;當(dāng)Q1開通,加在其兩端的電壓應(yīng)力為輸出電壓的1/2,同時(shí)電感L 放電,通過L 的電流iL下降。這一試驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了關(guān)于變換器應(yīng)力分析的正確性。
在電壓閉環(huán)的控制作用下,輸出電壓保持穩(wěn)定,可以允許輸入電壓有一個(gè)較寬的可變范圍。當(dāng)輸入電壓Uin從80 V 降至40 V 時(shí),變換器的動(dòng)態(tài)波形如圖7所示。由圖可見,在輸入電壓逐漸降低的過程中,輸出電壓穩(wěn)定維持在300 V 不變,其對(duì)應(yīng)的電壓增益也從不到3.75 倍增加到7.5 倍。由此證明,如果將變換器應(yīng)用在儲(chǔ)能系統(tǒng)中,所提變換器可以匹配大多數(shù)不同電壓的蓄電池作為輸入源,同時(shí)維持母線電壓穩(wěn)定的作用。
圖7 輸入電壓降低過程中變換器的動(dòng)態(tài)波形Fig.7 Dynamic waveform of converter during input voltage reduction
在Ulow=48 V,Uhigh=300 V,不同輸出功率下變換器的效率對(duì)比如圖8所示。圖中,2 條曲線分別為升壓和降壓模式下,變換器以100~300 W 的輸出功率Po,通過橫河Yokogawa T500 功率分析儀測(cè)量得到的試驗(yàn)效率結(jié)果。
圖8 不同輸出功率下的變換器效率Fig.8 Converter efficiency under different output power
由測(cè)量結(jié)果可見,無論是升壓模式還是降壓模式,試驗(yàn)效率均隨著輸出功率的提高而升高,即在Po=300 W 的情況下,升壓模式的最高效率為95.9%,降壓模式的最高效率96.5%。即使在Po=100 W 的情況下,變換器的最低效率也有91.6%。效率曲線所展現(xiàn)出的趨勢(shì)證明,變換器損耗并沒有隨著功率的升高而出現(xiàn)明顯的增大,因此變換器的固有損耗在總損耗中比例較高。
所設(shè)計(jì)的具有寬增益特性的雙向DC-DC 變換器,接口于分布式發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)中蓄電池與高壓直流母線之間??刂撇呗园薖I 電壓閉環(huán)控制和能量管理算法,從而變換器可以適應(yīng)至少40~80 V 的蓄電池電壓范圍,同時(shí)將直流母線電壓精確地穩(wěn)定在300 V,改善分布式能源功率波動(dòng)性大的問題,實(shí)現(xiàn)對(duì)功率的“削峰填谷”。本文對(duì)于所提變換器的性能分析內(nèi)容有限,涉及變換器的建模和損耗分析等工作尚待進(jìn)一步完成[14],后續(xù)研究將圍繞這一問題進(jìn)行更加深刻的挖掘。