基于雙二階廣義積分器的DFIG次同步振蕩抑制策略

祖光鑫，武國良，張雄鑫，李國強(qiáng)，張美倫，劉智洋，鄭 君

(1.國網(wǎng)黑龍省電力有限公司電力科學(xué)研究院，哈爾濱150030;2.哈爾濱工業(yè)大學(xué)，哈爾濱150001)

0 引 言

通常風(fēng)電場都建設(shè)在偏遠(yuǎn)地區(qū)，因此將風(fēng)能通過機(jī)電轉(zhuǎn)換后，需要較遠(yuǎn)距離的電能輸送，才能將新能源電力輸出至負(fù)荷[1-3]?，F(xiàn)代電網(wǎng)中常在線路中采用串補(bǔ)電容的方式降低電感效應(yīng)的影響，從而提高輸電線路的功率因數(shù)。串補(bǔ)電容的方法往往會使得電網(wǎng)產(chǎn)生低于電網(wǎng)頻率的低頻振蕩[4-5]或次同步振蕩[6-7]。

次同步振蕩能量轉(zhuǎn)換的輸入與輸出形式分為三類，其中次同步控制相互作用(sub-synchronous control interaction, SSCI)是由新能源發(fā)電系統(tǒng)的變流器與線路中的串補(bǔ)電容耦合振蕩引起的。采用串補(bǔ)電容的雙饋感應(yīng)電機(jī)(Doubly Fed Induction Generator,DFIG)電系統(tǒng)如圖1所示，這是隨著風(fēng)電滲透率逐步提高引起的電力系統(tǒng)中一種次同步振蕩現(xiàn)象。SSCI的產(chǎn)生和傳遞與機(jī)械軸系沒有關(guān)聯(lián)，在輸電線路中的發(fā)散速度更快，對于電網(wǎng)系統(tǒng)的危害更大。

圖1 采用串補(bǔ)電容的DFIG電系統(tǒng)Fig.1 DFIG electric system with series compensation capacitor

當(dāng)線路發(fā)生次同步振蕩時(shí)，電壓中的諧波分量會在DFIG的定子中產(chǎn)生相應(yīng)頻率的諧振電流。諧振電流同樣也會對轉(zhuǎn)子電流產(chǎn)生影響。該諧振電流分量使得轉(zhuǎn)子電流再次發(fā)生畸變。轉(zhuǎn)子側(cè)變流器(Rotor side converter,RSC)檢測到含有諧振分量的畸變電流，通過電流反饋及閉環(huán)調(diào)節(jié)調(diào)整轉(zhuǎn)子電壓產(chǎn)生，進(jìn)而使DFIG的轉(zhuǎn)子電壓中產(chǎn)生諧振分量，由此電壓分量會再次產(chǎn)生轉(zhuǎn)子諧振電流分量，周而復(fù)始循環(huán)造成系統(tǒng)振蕩。

文獻(xiàn)[8]采用補(bǔ)償阻尼改進(jìn)系統(tǒng)的控制策略進(jìn)而抑制特定頻率下的振蕩。文獻(xiàn)[9]分析了DFIG導(dǎo)致SSCI的原因。文獻(xiàn)[10]分析了DFIG內(nèi)部及外部參數(shù)對次同步振蕩產(chǎn)生影響。

1 DFIG的數(shù)學(xué)模型

DFIG轉(zhuǎn)子側(cè)的雙PWM變流器中，RSC的主要控制目標(biāo)是控制DFIG系統(tǒng)的整體輸出功率，使DFIG能夠運(yùn)行于最大風(fēng)能跟蹤模式。RSC通常采用定子磁鏈定向或電網(wǎng)電壓定向。當(dāng)采用電網(wǎng)電壓定向的矢量控制，忽略定子電阻Rs，DFIG的定子電壓為

us=Rsis+jω1Ψs≈jω1Ψs

(1)

式中:us、is、Rs、Ψs分別為定子側(cè)電壓、電流、電阻、磁鏈，ω1為電網(wǎng)電壓角速度。

于是電網(wǎng)電壓定向的前提下有

(2)

式中:us,d、us,q為定子電壓的d、q軸分量，Ψs,d、Ψs,q為定子磁鏈的d、q軸分量，Us為定子側(cè)電壓幅值。

DFIG定子側(cè)輸出的有功及無功功率表達(dá)式如(3)所示：

(3)

式中:Ps，out、Qs，out分別為定子側(cè)輸出的有功和無功分量，ir，d、ir，q為轉(zhuǎn)子電流的d、q軸分量，Lm為定轉(zhuǎn)子繞組間互感，Ls為定子繞組自感。

由式(2)和式(3)可知，DFIG通過前饋補(bǔ)償后，其定子側(cè)輸出的有功及無功功率已經(jīng)近似解耦。DFIG轉(zhuǎn)子側(cè)d軸及q軸的電壓方程如下：

(4)

轉(zhuǎn)子磁鏈可表示為

(5)

將(5)代入(4)可得

(6)

2 次同步振蕩下的鎖相技術(shù)

圖2是傳統(tǒng)的數(shù)字PLL的控制框圖。PLL通過在d、q坐標(biāo)系下構(gòu)建閉環(huán)，使得Vq=0，此時(shí)電網(wǎng)電壓矢量與PLL對于電網(wǎng)電壓矢量估計(jì)值相等，即鎖相成功[11]。

圖2 傳統(tǒng)鎖相環(huán)控制框圖Fig.2 Control block diagram of traditional PLL

通常認(rèn)為理想電網(wǎng)電壓的表達(dá)式如(7)所示：

(7)

通過Clark變換可得到

(8)

通過Park變換可以得到

(9)

將式(9)代入式(8)可得

(10)

式中：ω0為鎖相環(huán)對于電網(wǎng)角速度的估計(jì)，φ0為電網(wǎng)電壓矢量與鎖相對于電網(wǎng)電壓環(huán)矢量的估計(jì)二者之間的相角差。

(11)

其中：

(12)

進(jìn)行Clark變換后，有

Vαβ=[VαVβ]T=[Tαβ]Vabc

(13)

其中可知

(14)

在兩相靜止坐標(biāo)系下電壓正序分量的表現(xiàn)形式如下：

[Tαβ][T+][Tαβ]-1Vαβ=

(15)

由(15)不難發(fā)現(xiàn)，要想在兩相靜止坐標(biāo)系下對次同步工況的電壓中提取出正序分量，就需要將輸入信號偏移90°。圖3為雙二階廣義積分器的控制框圖。

圖3 雙二階廣義積分器控制框圖Fig.3 Control block diagram of biquadratic generalized integrator

通過圖3雙二階廣義積分器的控制框圖，能夠獲得其傳遞函數(shù)如式(16)及(17)所示：

(16)

(17)

做完實(shí)驗(yàn)后，學(xué)生進(jìn)行分組匯報(bào)。其余小組匯報(bào)的時(shí)候，有的小組也還在弄自己的東西，教師也沒有過多地批評和干涉。結(jié)束后，每個(gè)小組收拾好自己的實(shí)驗(yàn)材料交給教師，教師進(jìn)行拓展和小結(jié)后，科學(xué)課就這樣結(jié)束了，有的學(xué)生感覺很有意思，個(gè)別學(xué)生覺得無聊。不知道是內(nèi)容太簡單還是不喜歡這樣的一種教學(xué)方式，科學(xué)課是否真的點(diǎn)燃學(xué)生的探究激情，也還真的值得研究。

圖4 雙二階廣義積分器的鎖相環(huán)控制框圖Fig.4 Control block diagram of PLL with biquadratic generalized integrator

當(dāng)DFIG并入的電網(wǎng)發(fā)生次同步振蕩時(shí)，設(shè)置電網(wǎng)電壓中具有10 Hz的諧波分量，具體的仿真電壓波形見圖5(a)。圖5(b)所示為常規(guī)PLL，PLL的電壓頻率和幅值均有低頻擾動(dòng)分量。圖5(c)所示為改進(jìn)的雙二階廣義積分器的鎖相環(huán)很好地解決了次同步振蕩的問題。

圖5 次同步振蕩下的仿真波形Fig.5 Simulation waveforms under sub-synchronous oscillation

3 基于次同步振蕩抑制的轉(zhuǎn)子變流器諧振控制

3.1 轉(zhuǎn)子變流器諧振控制策略

將RSC數(shù)學(xué)模型進(jìn)行變換可以得到

(18)

(19)

電流矢量閉環(huán)控制框圖如圖6所示。

由圖6控制框圖可得輸出電流與指令電流傳函為

圖6 阻感性負(fù)載電流閉環(huán)Fig.6 Closed loop of resistance-inductance load current

(20)

可以得到其誤差傳遞函數(shù)為

(21)

由式(21)及式(22)得到，當(dāng)控制器增益|G(s)|≥1時(shí)，有|G(s)GP(s)|≥1，可得|F(s)|≈1且|E(s)|≈0。因此在某頻率下如果|G(s)|≥1，則諧振控制器可以在該頻率下實(shí)現(xiàn)無靜差控制。舉一個(gè)例子，如果期望抑制頻率為40 Hz的次同步電流分量，圖6中

(22)

式中:Kr為增益系數(shù)，ωc為截止頻率，ωsub為次同步振蕩頻率。

在針對DFIG次同步振蕩抑制的控制中采用基于直接諧振控制的定子電流次同步分量抑制策略。圖7為RSC直接諧振控制器的控制框圖。

如圖7所示，通過PI調(diào)節(jié)器及諧振控制器二者協(xié)調(diào)控制，共同輸出相減后由電流定向而決定。由式(18)可知，RSC控制器調(diào)節(jié)輸出的參考電壓指令矢量形式可表示為

圖7 轉(zhuǎn)子側(cè)變流器直接諧振控制Fig.7 Direct resonance control of rotor side converter

(23)

3.2 轉(zhuǎn)子變流器諧振控制性能仿真分析

對次同步振蕩影響下的DFIG進(jìn)行仿真如圖7所示。首先在0.4 s在電網(wǎng)電壓中加入次同步振蕩分量，0.6 s時(shí)通過在轉(zhuǎn)子側(cè)變流器中增加諧振控制器環(huán)節(jié)以抑制次同步振蕩。

根據(jù)仿真結(jié)果(圖8)次同步振蕩下DFIG定子電流仿真曲線，當(dāng)DFIG風(fēng)電系統(tǒng)發(fā)生次同步振蕩以后，電機(jī)定子輸出的電流具有明顯次同步諧波含量，在0.6 s處加入諧振控制環(huán)節(jié)之后，次同步諧波電流含量明顯減小。

圖8 DFIG定子電流Fig.8 Current of DFIG stator

圖9為定子單相電壓與電流曲線圖，通過仿真結(jié)果可以看到，在改進(jìn)控制策略中加入諧振控制環(huán)節(jié)以后，這種改進(jìn)使得DFIG風(fēng)電系統(tǒng)對次同步電壓分量的抗擾動(dòng)能力增強(qiáng)。

圖9 定子單相電壓與電流曲線Fig.9 Single-phase voltage and current of stator

4 結(jié) 語

在建立了DFIG系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型的基礎(chǔ)上，對理想電網(wǎng)電壓條件下DFIG的數(shù)學(xué)模型進(jìn)行了分析。對現(xiàn)代風(fēng)電場遠(yuǎn)距離輸電中配置串補(bǔ)電容會導(dǎo)致風(fēng)電場的DFIG機(jī)組發(fā)生次同步振蕩的影響進(jìn)行了分析，分別考慮了次同步振蕩對鎖相環(huán)及轉(zhuǎn)子側(cè)變流器畸變電壓的影響。在此基礎(chǔ)上提出了相應(yīng)的次同步振蕩抑制策略，并通過仿真與物理模擬實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提控制策略的可行性與有效性。