低噪聲功率放大器匹配網絡的噪聲優(yōu)化設計

王麗，沈一鳴

(1.淮南師范學院電子工程學院，安徽 淮南 232038；2.南京潤眾科技有限公司，江蘇 南京 210000)

0 引言

當今，人們要求通信系統(tǒng)的功率輻射要盡量小，通信距離要足夠遠，通信覆蓋面要廣.為了滿足人們的這些需求就要不斷提高通信系統(tǒng)的接收靈敏度.當通信系統(tǒng)的帶寬和信噪比確定后，噪聲系數(shù)NF對系統(tǒng)的靈敏度起到了決定性的作用[1-2].低噪聲放大器的設計在整個無線通信接收系統(tǒng)中是很重要的，它是提高接收靈敏度的關鍵手段之一[3].低噪放大器的主要作用是放大天線接收來的微弱信號，通過電路匹配網絡的設計降低噪聲系數(shù)，減小噪聲干擾，確保系統(tǒng)能正確解調出所需的信息數(shù)據(jù)[4-5].因此，對低噪放大器的匹配網絡設計與實現(xiàn)是本文中低噪聲功率放大器MBC13720電路設計要解決的關鍵問題.本研究在ADS仿真軟件中對MBC 13720器件的S參數(shù)建模仿真，并對電路進行了網絡匹配，不斷優(yōu)化電路，最終仿真數(shù)據(jù)表明對MBC13720低噪聲放大電路的優(yōu)化設計有效、可行.

1 MBC13720器件的雙端口網絡模型與S參數(shù)

由于在射頻波段終端短路或者斷路時會有反射波，再采用電壓和電流表示各種參量的方法不再適宜，甚至可能引起器件損壞的振蕩[6].因此設法使電路輸出功率保持不變，找到匹配的終端負載，根據(jù)參考面上歸一化的入射波電壓與歸一化的反射波電壓之間的關系導出散射參量和傳輸參量更方便應用[7].散射參量S 參數(shù)就是利用入射波和反射波來定義網絡的輸入、輸出關系，可以避開不現(xiàn)實的終端條件以及器件損壞，因此S參數(shù)在射頻電路設計中得到了廣泛的應用[8].

在如圖1所示的雙端口網絡模型中[9]，設an表示第n個端口的歸一化入射波電壓，bn表示第n個端口的歸一化反射波電壓，它們與同端口的電壓Un的關系為：

其中Z0是連接在網絡輸入、輸出端口的傳輸線特征阻抗.

圖1 雙端口網絡模型S參數(shù)

假設網絡是線性的，a與b有著線性的關系，則雙端口網絡為：

下面對MBC13720低噪聲放大器的S參數(shù)進行仿真，通過不斷優(yōu)化電路的匹配網絡，最終實現(xiàn)低噪聲放大電路的噪聲優(yōu)化設計.

2 低噪聲放大電路的優(yōu)化設計與仿真

在供電電壓Vcc=3.3 V，靜態(tài)偏置電流Icc=5 mA的條件下，對MBC13720低噪聲放大器的S參數(shù)進行仿真，主要研究在900 MHz的頻段下各個S參數(shù)的值.圖2是在ADS環(huán)境下建立的 MBC13 720雙端口模型.分別在輸入和輸出端口連接50 Ω的等效電阻，仿真的頻段范圍設置為300 MHz到3 GHz，步長設置為100 MHz.

圖2 未加匹配的雙端口網絡模型

對圖2中的MBC13 720雙端口模型進行S參數(shù)仿真，仿真出的噪聲系數(shù)曲線如圖 3所示.整個電路的噪聲系數(shù)nf(2)與最小噪聲系數(shù)NFmin在900 MHz處相差0.107 dB.且整個電路的噪聲系數(shù)nf(2)與最小噪聲系數(shù)NFmin的曲線沒有重合的趨勢，也就是說噪聲系數(shù)nf(2)無法接近最小噪聲系數(shù)NFmin.

圖3 未加匹配的噪聲系數(shù)

從圖4可以看出在900 MHz頻率下S參數(shù)的4個散射參數(shù)：S11=-5.15 dB，S12=-26.021 dB，S21=16.201 dB，S22=-2.907 dB.其中端口2的反射系數(shù)和端口2到端口1的反射傳輸系數(shù)均為負值，正向傳輸增益為16.201 dB，符合低噪聲功率放大器的一般性能指標.

圖4 未加匹配的S參數(shù)仿真曲線

對于低噪聲放大器的優(yōu)化設計，首要考慮的設計目標是盡量降低噪聲系數(shù)，電路的噪聲系數(shù)直接取決于其輸入電路的匹配，輸出電路的匹配只是影響電路的增益.圖5是通過電感L1、L2和電容C1、C2對電路的輸入端進行了網絡匹配，其中C1起到了隔直的作用，L1起到了提高放大管穩(wěn)定性的作用，通過電感L3和電容C3對電路的輸出端進行了網絡匹配，其中C3起到了隔直的作用，L3起到了扼流的作用，R1起到了提高放大管穩(wěn)定性和限流的作用.電路經過優(yōu)化設計后，反復仿真并不斷調整各項參數(shù)，最終得到優(yōu)化后的噪聲系數(shù)如圖6所示，S參數(shù)特性曲線如圖7所示.

圖5 優(yōu)化的MBC13720低噪聲放大器電路

通過對輸入和輸出電路進行匹配后，整個頻帶的噪聲系數(shù)nf(2)如圖6所示.與未匹配前的電路噪聲系數(shù)曲線圖3相比，圖6所示的噪聲系數(shù)曲線在900 MHz附近已經達到了優(yōu)化，噪聲系數(shù)nf(2)與最小噪聲系數(shù)NFmin在900 MHz處相差0.073 dB，且噪聲系數(shù)nf(2)在大于900 MHz的頻帶內呈現(xiàn)明顯的下降趨勢，在大于2 GHz的頻帶內約等于最小噪聲系數(shù)NFmin.

圖6 優(yōu)化后的噪聲系數(shù)

從圖7可以看出在900 MHz頻率下的4個散射參數(shù)：S11=-14.998 dB，S12=-24.584 dB，S21=17.637 dB，S22=-4.057 dB.與圖4中未加匹配的S參數(shù)相比較，端口1的反射系數(shù)S11下降了約 9 dB，端口1的反射系數(shù)有了明顯的改善.正向傳輸增益和端口 2的反射系數(shù)也有了較好的變化，正向傳輸增益S21提高了約1 dB，端口 2的反射系數(shù)S22下降了約 1 dB.

圖7 優(yōu)化后的S參數(shù)仿真曲線

3 結論

在仿真軟件ADS中建立MBC13720低噪聲放大器的雙端口網絡模型，設計輸入和輸出匹配電路，對電路進行S參數(shù)仿真，并不斷優(yōu)化電路，最終得到在900 MHz頻率下的S參數(shù)分別為:S11=-14.998 dB，S12=-24.584 dB，S21=17.637 dB，S22=-4.057 dB.從S參數(shù)可以看出反射系數(shù)、正向傳輸增益還是反向傳輸系數(shù)都能滿足射頻前端電路的特性要求，且整個頻帶的噪聲系數(shù)nf(2)在900 MHz附近已經達到了優(yōu)化，并在大于900 MHz的頻帶內呈下降趨勢，下降到約等于最小噪聲系數(shù)NFmin.