雙向LLC諧振變換器諧振電感磁集成方案

楊玉崗，張立飛，宋寧寧，郭 瑞

（遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，葫蘆島 125105）

雙向LLC諧振變換器是將LLC諧振變換器應(yīng)用于雙向隔離型DC/DC變換器中，利用LLC諧振變換器開(kāi)關(guān)損耗小、變換效率高的優(yōu)點(diǎn)，提高隔離型雙向DC/DC變換器的效率，所以研究雙向LLC諧振變換器具有重要的理論意義和實(shí)用價(jià)值，近年來(lái)人們雖已開(kāi)展了卓有成效的研究工作[1-3]，但對(duì)變換器中磁性元件集成的研究相對(duì)較少。磁性元件的品質(zhì)決定著開(kāi)關(guān)電源的使用壽命，文獻(xiàn)[4-5]只對(duì)雙向LLC諧振變換進(jìn)行了基礎(chǔ)理論分析和參數(shù)設(shè)計(jì)，并未提到將磁集成技術(shù)運(yùn)用到變換器中。對(duì)雙向LLC諧振型變換器的研究國(guó)內(nèi)處于理論基礎(chǔ)階段，國(guó)外已有簡(jiǎn)單的應(yīng)用。

本文首先對(duì)雙向LLC諧振變換器進(jìn)行了詳細(xì)分析，在保證變換器開(kāi)關(guān)管MOSFET（metal oxide semiconductor field effect transistor）能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS的基礎(chǔ)上，找到合適的磁集成方案，以實(shí)現(xiàn)減小變換器體積、增大功率密度和提高變換效率等目的，最后通過(guò)制作試驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 雙向LLC諧振變換器

本文研究的雙向LLC諧振變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，該拓?fù)洳恍枰魏屋o助電路就能實(shí)現(xiàn)功率的雙向傳輸，且在雙向傳輸過(guò)程中不失傳統(tǒng)LLC諧振變換器的軟開(kāi)關(guān)特性。圖1中，Lr1、Lr2為分別位于變壓器原、副邊的正、反向諧振電感，這2個(gè)分立電感，一方面增加變換器體積，減小功率密度；另一方面增大變換器磁件損耗，降低整機(jī)效率。而且諧振電感電流雙向變化，磁芯交變磁密較大，電感鐵損大，有必要進(jìn)行磁集成以減小鐵損及磁件體積。

圖1 雙向LLC諧振變換器電路拓?fù)銯ig.1 Circuit topology of bidirectional LLC resonant converter

1.1 雙向LLC諧振變換器的主要波形分析

雙向LLC諧振變換器正向穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)的主要波形如圖2所示。正向工作時(shí)為升壓，反向工作時(shí)為降壓，圖中，Vgs為全橋驅(qū)動(dòng)電壓，iLr1和iLm為變壓器一次側(cè)諧振電感和勵(lì)磁電感電流，iLr2為變壓器二次側(cè)諧振電感電流，ids為變壓器二次側(cè)整流MSOFET體二極管電流。

由圖2雙向LLC諧振變換器主要工作波形可知，工作周期內(nèi)，電感電流平均值幾乎為0，即電感電流的直流分量為0，只存在交流分量，諧振電感電流雙向變化，造成鐵損增加；兩電感位于變壓器兩側(cè)，繞組電壓受傳遞效率影響，波形（幅值和脈寬）并不相同，相位也不相同。

圖2 雙向LLC諧振變換器主要工作波形Fig.2 Key working waveforms of bidirectional LLC resonant converter

1.2 雙向LLC諧振變換器的工作模態(tài)分析

以正向工作為例，在1個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，變換器可分為8個(gè)工作模態(tài)，前半個(gè)周期與后半個(gè)周期工作原理相同，只對(duì)前半周期的工作模態(tài)進(jìn)行分析，雙向LLC諧振變換器運(yùn)行模態(tài)等效電路如圖3所示。

模態(tài) 1[t0～t1]：t0時(shí)刻，S11、S14實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通 ZVS（zero voltage switching），勵(lì)磁電感電壓被鉗位，Lr1、Cr1，Lr2、Cr2分別發(fā)生串聯(lián)諧振，變壓器副邊有能量傳輸。

模態(tài)2[t1～t2]：電感電流iLr1與勵(lì)磁電流iLm相等的時(shí)刻設(shè)為t1,開(kāi)關(guān)管S11、S14關(guān)斷時(shí)刻為t2（即死區(qū)時(shí)間開(kāi)始時(shí)刻），在這段時(shí)間內(nèi)，Lr2、Cr2退出諧振，Lr1、Cr1與Lm發(fā)生LLC串并聯(lián)諧振，變壓器副邊無(wú)能量傳遞。

模態(tài)3[t2～t3]：死區(qū)時(shí)間開(kāi)始時(shí)刻為t2，結(jié)束時(shí)刻為t3，在這段時(shí)間內(nèi)，要實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管的ZVS，利用勵(lì)磁電感電流峰值讓即將開(kāi)通的MOSFET的結(jié)電容放電，電壓降到0，而已關(guān)斷的MOSFET則同時(shí)將其結(jié)電容充電到輸入電壓，變壓器副邊同樣無(wú)能量傳輸。

模態(tài)4：t3時(shí)刻，死區(qū)時(shí)間結(jié)束，MOSFET的結(jié)電容此時(shí)充放電完成，S12、S13實(shí)現(xiàn)ZVS，變壓器原、副邊開(kāi)始有能量傳輸。

由圖3的工作模態(tài)分析可知，在模態(tài)2和模態(tài)3變壓器副邊均無(wú)能量傳輸，原副邊隔離。采用耦合的方式將2個(gè)諧振電感集成，建立了原副邊的能量聯(lián)系，改變了雙向LLC諧振變換器的工作特性，且變壓器二次側(cè)諧振電感儲(chǔ)能通過(guò)變壓器反作用于一次側(cè)，改變了諧振電感Lr1、諧振電容Cr1和勵(lì)磁電感Lm串并聯(lián)諧振工作狀態(tài)，改變了變壓器一二次側(cè)電流電壓關(guān)系，影響開(kāi)關(guān)管ZVS的實(shí)現(xiàn)，通過(guò)傳統(tǒng)的基波分析法建立起來(lái)的電壓增益特性等一系列參數(shù)設(shè)計(jì)方法需要重新評(píng)估。

圖3 雙向LLC變換器運(yùn)行時(shí)的模態(tài)等效電路Fig.3 Mode equivalent circuits of bidirectional LLC converter under operation

2 變換器兩諧振電感的集成

磁集成技術(shù)具有減小變換器體積、增大功率密度、減小輸入輸出紋波、改善開(kāi)關(guān)電源的動(dòng)態(tài)性能、減小磁件損耗以及提升變換效率等優(yōu)勢(shì)[6]，已經(jīng)被廣泛應(yīng)用在DC/DC變換器中，磁性元件的集成通常分為兩大類：耦合集成與解耦集成。例如，交錯(cuò)并聯(lián)磁集成雙向DC/DC變換器中電感的集成屬于耦合集成的應(yīng)用，此類應(yīng)用中2個(gè)集成的電感具有相同的電壓波形（幅值和脈寬），允許存在相位差。

而在本文雙向LLC諧振變換器中，兩諧振電感的波形不同，不適合傳統(tǒng)的耦合集成。從工作模態(tài)的分析可知，工作特性也不允許耦合集成。擬采用解耦集成的方式對(duì)諧振電感集成以減小變換器磁件體積，這種集成方法不改變變換器的工作特性，非常適合雙向LLC諧振變換器變壓器原副邊諧振電感集成。

2.1 解耦集成原理

解耦集成是將2個(gè)及以上分立磁件以零耦合的方式集成到一起，各元件間不會(huì)相互影響。解耦集成可分為2種方式：提供低磁阻磁路實(shí)現(xiàn)解耦與抵消繞組間的耦合作用實(shí)現(xiàn)解耦。以2個(gè)電感解耦集成為例，不同方案的解耦集成原理如圖4所示。

圖4 解耦集成方案Fig.4 Decoupling integrated scheme

圖4（a）中，線圈NLr11在中柱產(chǎn)生的磁通與線圈NLr12、NLr2在中柱產(chǎn)生的磁通相互抵消，實(shí)現(xiàn)兩電感的解耦集成；圖4（b）中，2個(gè)E形磁芯中柱進(jìn)行無(wú)縫連接，磁阻遠(yuǎn)小于開(kāi)有氣隙的側(cè)柱，故NLr1、NLr2產(chǎn)生的磁通經(jīng)中柱形成回路，互相之間基本無(wú)耦合，改變側(cè)柱的長(zhǎng)度以調(diào)節(jié)電感的大小，同樣實(shí)現(xiàn)了兩電感的解耦集成。

2.2 解耦集成方案選擇

圖4（a）方案要實(shí)現(xiàn)兩電感間完全無(wú)耦合，就要保證兩電感繞組的匝比與磁柱磁阻的比值相同，計(jì)算較復(fù)雜，而且存在磁芯磁通分布不均的問(wèn)題，拆分繞組會(huì)造成漏感增加，解耦難度大，對(duì)于本文要求解耦精度大的場(chǎng)合尤其不適用；圖4（b）方案容易實(shí)現(xiàn)，相較圖4（a）方案，可節(jié)省銅材且精度高，本文選擇圖4（b）所示解耦方案。

2.3 樣機(jī)制作

分立電感選用EI28型磁芯，集成電感由EI28型磁芯中的2個(gè)E對(duì)接而成，中柱不開(kāi)氣息，2個(gè)側(cè)柱開(kāi)氣隙以調(diào)節(jié)電感，同時(shí)防止磁芯飽和。集成磁件結(jié)構(gòu)如圖5所示，線圈NLr1、NLr2分別為變壓器原副邊諧振網(wǎng)孔中的諧振電感，從局部放大圖可以看出，中柱無(wú)氣隙，兩邊側(cè)柱開(kāi)有氣隙，符合圖4（b）的解耦集成方案。

圖5 集成磁件結(jié)構(gòu)Fig.5 Structure of integrated magnetic component

在雙向LLC諧振變換器中，低高壓側(cè)諧振網(wǎng)孔參數(shù)不同，則兩諧振電感的感值不同，因此，繞線匝數(shù)不同。在制作實(shí)驗(yàn)集成電感樣品時(shí)，對(duì)電感的調(diào)整以調(diào)節(jié)線圈匝數(shù)為主，氣隙長(zhǎng)度為輔，但氣隙太大，擴(kuò)散磁通、旁路磁通大，造成損耗增加，氣隙太小又影響解耦集成效果，要折中選取，確保兩諧振電感實(shí)現(xiàn)零耦合，不影響LLC諧振變換器ZVS特性的實(shí)現(xiàn)。為了使變換器正反向運(yùn)行時(shí)工作特性一致，令Lr1=n2Lr2。實(shí)驗(yàn)用集成電感樣機(jī)如圖6所示，左側(cè)NLr1為低壓側(cè)諧振電感，右側(cè)NLr2為高壓側(cè)諧振電感。

圖6 實(shí)驗(yàn)用集成電感樣機(jī)Fig.6 Integrated inductor prototype used in experiment

3 實(shí)驗(yàn)

搭建了一臺(tái)48～400 V/1 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)參數(shù)見(jiàn)表1。

表1 主要參數(shù)Tab.1 Principal parameters

電流波形的采集使用RIGOL RP1001C電流探頭，控制芯片采用DSP28335，雙向LLC諧振變換器運(yùn)行在正向、反向工作模態(tài)下的實(shí)驗(yàn)波形如圖7所示。

由圖 7（a）、（b）可知，將實(shí)驗(yàn)用解耦集成電感樣機(jī)應(yīng)用到雙向LLC諧振變換器中，正向工作模式和反向工作模式均實(shí)現(xiàn)了ZVS，解耦集成后，工作特性互不影響，保證了 ZVS 的實(shí)現(xiàn)；由圖 7（c）、（d）可知，在全負(fù)載范圍內(nèi)，變換器均實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)壓輸出。

圖8給出了變換器正反向工作時(shí)，使用集成電感和分立電感的效率對(duì)比曲線。由圖可知，在正向和反向工作模式下，集成電感的使用均提高了變換器效率，在全負(fù)載范圍內(nèi)提升了0.3%～0.6%不等，個(gè)別點(diǎn)提升1%左右，這是因?yàn)槔@線在側(cè)柱包裹氣隙，渦流損耗增加，效率提升效果不明顯，可通過(guò)設(shè)計(jì)另一種能夠減小渦流損耗的磁芯結(jié)構(gòu)進(jìn)行改善。

圖7 實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experimental waveforms

圖8 效率曲線Fig.8 Efficiency curves

4 結(jié)語(yǔ)

通過(guò)對(duì)雙向LLC諧振變換器的工作模態(tài)及主要工作波形分析，得到該變換器變壓器原副邊2個(gè)諧振電感的集成方式不適合采用耦合集成的結(jié)論，進(jìn)而采用一種特殊的磁集成方案，即解耦集成。詳細(xì)分析了解耦集成的原理以及2種解耦方案，最后采用提供抵消磁阻磁路實(shí)現(xiàn)解耦集成的方案對(duì)雙向LLC諧振變換器中的諧振電感進(jìn)行了磁集成設(shè)計(jì)。最后，在一臺(tái)48～400 V/1 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)上進(jìn)行了驗(yàn)證，結(jié)果證實(shí)了本文提出的解耦集成方案在雙向LLC諧振變換器中應(yīng)用的可行性和正確性，提高了變換器功率密度，提升了變換效率。